導語：如何才能寫好一篇開關電源與設計方案，這就需要搜集整理更多的資料和文獻，歡迎閱讀由公務員之家整理的十篇范文，供你借鑒。

篇1

常規設計方案中勵磁裝置的調節器等工作電源采用廠用電與直流電分別給開關電源供電，然后在開關電源輸出側隔離，通過二極管阻塞反向電壓，再將同電壓等級的輸出電源并接在一起給調節器或其它設備供電，其供電模式為雙電源熱備，如圖1所示。這樣的設計方案雖然簡單，有較高的可靠性，但是存在以下缺點：沒有相應聲光指示工作電源狀態。四個開關電源中如有損壞時或直流系統或廠用電中的某一路供電出現故障后，這時勵磁裝置雖然能正常工作，但此時運行人員可能在較長時間不能及時發現問題。若此時再發生供電系統異?；蜷_關電源損壞，就會造成發電機失磁的重大故障。工作電源出現故障后無法準確判斷出是哪路電源出了故障，就無法在不停機的狀態下更換開關電源，需停機檢修更換，這樣會對用戶造成不必要的經濟損失。

2改進后的設計方案

2．1系統原理

針對現有的設計方案暴露出的缺點，我們在2013年4月提出設計變更方案，進行了大量的試驗工作，對新增的電源監測裝置進行了長時間的烤機，最終于2013年6月完成成品。

2．2電源監測裝置原理

開送電源監測裝置的電路結構如圖3。第一分壓電路9包括串聯連接的電阻R1和電阻R2，其的一端與基準電壓（例如＋9V）連接，另一端接地，電阻R1和電阻R2的節點作為輸出端輸出第一參考電壓至運放IC1D和運放IC1B的反相輸入端。所述第二分壓電路10包括串聯連接的電阻R4和電阻R5，第二分壓電路10的一端與基準電壓（例如＋9V）連接，另一端接地，電阻R4和電阻R5的節點作為輸出端輸出第二考電壓至運放IC1C和運放IC1A的同相輸入端。運放IC1D的同相輸入端和運放IC1C的反相輸入端分別通過電阻R3接入電源1，運放IC1B的同相輸入端和運放IC1A的反相輸入端分別通過電阻R6接入電源2。運放IC1D、運放IC1C、運放IC1B、運放IC1A的輸出端分別通過電阻R11、電阻R12、電阻R13、電阻R14與發光二極管LED1、LED2、LED3、LED4的陽極連接。這樣，由運放IC1C、IC1D等元件組成具有遲滯特性的電壓比較電路，檢測＋5V（Ⅰ）（即電源1）電壓是否正常，假設＋5V電壓升高至＋5．5V或降低至＋4．7V電壓時，運放IC1C或IC1D輸出高電平，驅動發光二極管LED1、LED2發出警示。＋5V（Ⅱ）（電源2）的電壓檢測由運放IC1A、IC1B等元件組成，原理同上。本裝置還包括分別與電源3、電源4、電源5、電源6、電源7、電源8連接的光耦OC1A、OC1B、OC2A、OC2B、OC3A、OC3B，每一光耦的輸入端與待測電源連接，光耦接收端的集電極接上拉電阻，發射極接地，所述上拉電阻的一端接直流電壓，另一端與發光二極管的陽極連接。以光耦OC1A為例，光耦OC1A的輸入端通過電阻R23接入電源3，光耦OC1A接收端的集電極通過上拉電阻R15接入直流電壓（＋12V），光耦OC1A接收端的發電極接地，上拉電阻R15的另一端與發光二極管LED5的陽極連接。在上述電源3的電壓正常時，光耦OC1A的集電極電平是零，若電源3的電壓消失時，光耦OC1A的集電極輸出高電平，發光二極管LED5亦被點亮。其它光耦的連接方式和工作原理與前述相同，在此不再贅述。發光二極管LED1～LED10的陰極與開關管T1的控制端連接，開關管T1的第一端通過繼電器J1線圈接入直流電壓（＋12V），二極管D5連接在線圈的兩端，開關管T1的第二端接地。開關管T1為NPN三極管。由發光二極管LED1～LED10構成或門電路，任何一個發光二極管被點亮后其陰極均可輸出高電平，開關管T1的控制端（即NPN三極管的基極）在得到高電平后導通，繼電器J1動作，其動作接點輸出故障信號。開關管T1的第一端與直流電壓之間還連接一發光二極管LED11，用于總故障報警。電源檢測單元內部工作電源：由雙路＋24V（Ⅰ）、＋24V（Ⅱ）經D3、D4隔離后并聯給DC－DC直流變換器P1供電，P1輸出＋12V電壓。電路中工作電源的＋12V亦由＋12V（Ⅰ）、＋12V（Ⅱ）經D1、D2隔離后并聯提供。這樣整個電路的工作電源就有四路電源共同供電，可提高本電路工作的可靠性。

2．3新方案實施后的效果

通過大量的模擬故障試驗與長時間烤機試驗后，證明該電源設計方案穩定可靠，并且在任意開關電源不正常時均可對外發出信號警示，由此得出新方案比傳統方案更智能化、安全化，能使現場調試人員及運行人員及時發現故障問題，從而及時消除其故障，避免造成更大的損失。

3結論

篇2

1 引言

在發電廠和變電所中，為了給控制、信號、保護、自動裝置、事故照明和交流不停電電源等裝置供電，一般都要求有可靠的直流電源。為此，發電廠和110kV以上的變電所通常用蓄電池作為直流電源，但要求上述電源具有高度的可靠性和穩定性，并且其電源容量和電壓能在最嚴重的事故情況下保證用電設備的可靠工作。

另外，目前由于半導體功率器件、磁性材料等方面的原因，單個開關電源模塊的最大輸出功率只有上千瓦，而實際應用中往往需用幾十千瓦甚至幾百千瓦以上的開關電源為系統供電，因此，要通過電源模塊的并聯運行來實現。大功率電源系統需要采用若干臺開關電源并聯的形式，以滿足負載的功率要求。在并聯系統中，每個變換器應處理較小的功率以降低應力，還應采用冗余技術來提高系統的可靠性。電源并聯運行是電源產品模塊化、大容量化的一個有效方法，同時也是實現組合大功率電源系統的關鍵。

2 常用的均流方法

由于大功率電源負載需求的增加以及分布式電源系統的發展，開關電源并聯技術的重要性也日益增加。但是并聯的開關變換器在模塊間通常需要采用均流（Current sharing）措施。它是實現大功率電源系統的關鍵，其目的在于保證模塊間電源應力和熱應力的均勻分配，防止一臺或多臺模塊運行在電流極限（限流）狀態。因為并聯運行的各個模塊特性并不一致，外特性好（電壓調整率小）的模塊可承擔更多的電流，甚至過載，從而使某些外特性較差的模塊運行于輕載狀態，甚至基本上是空載運行。其結果必然加大了分擔電流多的模塊的熱應力，從而降低了可靠性。

    開關電源并聯系統常用的均流方法有：

（1）輸出阻抗法

（2）主從設置法

（3）按平均電流值自動均流法

（4）最大電流自動均流法（又叫自主均流法）。

直流模塊并聯的方案很多，但用于電力操作電源，都存在著這樣或者那樣的缺陷，其主要表現在：輸出阻抗法的均流精度太低；主從設置法和平均電流法都無法實現冗余技術，因而并聯電源模塊系統的可靠性得不到很好的保證；外加均流控制器法使系統變得過于復雜，不利于把這一技術轉化成實際的產品。而自主均流法以其均流精度高，動態響應好，可以實現冗余技術等特點，越來越受到產品開發人員的青睞。

所謂自主均流技術，就是在n個并聯模塊中，以輸出電流最大的模塊為主模塊，而以其余的模塊為從模塊。由于n個并聯模塊中，一般都沒有事先人為設定哪個模塊為主模塊，而是通過電流的大小自動排序，電流大的自然成為主模塊，“自主均流法”因此而得名。

3 220/10A整流模塊

筆者設計了一個220V/40A高頻開關電源，可用于發電廠、變電所、變電站等電力控制的直流屏系統。該設計方案采用4個220V/10A模塊并聯來實現模塊間的自主均流，從而為電力系統提供了一種重量更輕、體積更小、效率更高、安全性更好的整流模塊實現方案。由于篇幅所限，本文只介紹220V/10A整流模塊的實現方法。

高頻開關電源性能優于相控整流電源，它能否得到廣泛工業應用的關鍵是其可靠性，特別是當輸出直流電壓較高時應能可靠工作。除元器件及生產工藝等因素外，開關電源的可靠性主要取決于其主電路拓撲結構及控制方法。在設計該電源模塊時，筆者選用了可靠性很高的三相電流型PWM整流器來完成三相功率因數校正及移相全橋諧振拓撲，從而實現DC/DC轉換；PWM控制則采用電流型控制方法來實現。

3.1 三相PWM整流器

圖1所示是一種三相PWM整流器的主電路，該電路的每個橋臂均由2只IGBT和2只二極管組成。其中IGBT的驅動脈沖采用正弦PWM調制脈沖，這樣，輸入電流和輸出調制電壓Vd中就只含下式所示的諧波：

式中：Id為輸出電感中的電流；Vl為輸入線電壓有效值：P為0～60°區間內的脈沖數；M為調制系數，M=Uo/Um。

PWM整流器具有輸入功率因數高，輸入電流的低次諧波電流含量少，PWM調制脈沖易實現以及成本低等優點。

3.2 全橋DC/DC變換器

a.主電路拓撲

根據該高頻開關電源的輸出功率較大(220V、10A)且工作頻率較高(100kHz)等實際情況，筆者選用了全橋隔離式PWM變換器，圖2是其電路圖。

這種線路的優點有二：一是主變換器只需一個原邊繞組，通過正、反向電壓即可得到正、反向磁通，副邊繞組采用全橋全波整流輸出。因此變壓器鐵芯和繞組可得到最佳利用，從而使效率密度得到提高。二是功率開關可在非常安全的情況下運行。

b.控制與保護

DC/DC變換器采用峰值電流型PWM控制，并采用自主均流法實現多個模塊并聯運行時的均流控制。這種均流控制方法與電源模塊數目無關，且任意1個模塊發生故障或退出運行時，均不影響其它模塊的均流功能，從而真正實現了N+1冗余運行。

PWM脈沖寬度調制開關變換器的控制芯片采用UC3875移相專業控制芯片，該芯片主要應用于全橋變換器電路。它有電壓型和電流型控制模式可供選擇。UC3875具有限流、輸入過壓、輸出過壓、輸入欠壓等保護功能。自動均流電路采用以最大電流自動均流法為原理的集成均流芯片UC3907，應用UC3907可以調節電源模塊的電壓并實現并聯模塊間的均流。

    用于電力系統中的高頻開關電源可滿足的技術指標如下：

輸入交流電壓：380V；

紋波系數：≤0.5%；

電網頻率：50Hz；

功率因數：≥0.9；

輸出直流電壓：220V；

穩壓精度：≤0.5%；

模塊輸出電流：10A；

穩流精度：≤0.5%；

整機輸出電流：40A

均流不平衡度：≤0.5%。

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關鍵詞： 開關電源；井下電機；PWM；UC1525A

中圖分類號：F407.61 文獻標識碼：A

井下智能鉆井工具一般采用渦輪發電機作為電源，驅動井下電機控制執行機構工作，實現井下閉環控制。渦輪發電機輸出的直流電壓受泥漿脈沖影響，波動大，未經過開關穩壓，導致電動機供電電壓不穩定，在低速運行時不平穩，限制了電動機的低速性能，影響井下智能鉆井工具正常工作。為此，設計了一種井下DC-DC開關電源，為井下電機提供穩定直流電壓，確保電機在低速狀態下平穩運行，進而提高井下智能鉆井工具工作的可靠性及穩定性。

1 總體設計方案

1.1 總體電路設計

DC-DC電源工作在井下高溫高壓環境中，且靠近發電機及力矩電機震動源。在這種環境溫度下，常規半導體電子器件及其組成的電路將難以可靠工作。本設計中輸入電壓高于輸出電壓，為盡可能減少所用器件以降低高溫情況下因單個器件不穩定導致平均工作壽命減少的情況發生，對比其他電路結構及功率輸出情況后，采用BUCK結構電路。開關頻率定為3kHz，輸入直流電壓范圍：90-220V，輸出電壓：48V±2V，輸出電流：10A±2A，最大功；500W，最大外徑：100mm，工作溫度：125℃。

1.2 主電路設計

主電路中，輸出濾波電感采用鐵硅呂磁環，以適應井下振動環境，電感按臨界模式計算，為：

式中Vo為輸出電壓，Dmin為占空比最小值，Iomin為輸出電流最小值，T為周期。

單個電感采用五個77191A7鐵硅鋁磁環疊加共繞，采用了多個磁環疊加繞制后并聯使用。

輸出端濾波電容最小值滿足：

PWM控制電路核心部分采用了TI公司的UC1525A控制器，該控制器工作溫度可到125℃，滿足井下工作環境對器件的要求，輸出級為兩路圖騰柱式輸出，最大驅動電流200mA。

開關MOS管的源極是懸浮的，為形成相對的驅動電壓Ugs，采用變壓器隔離驅動，開關管采用MOSEFT，驅動功率相對較小，為加速MOSEFT快速導通和截止，減少開關損耗，輸出端加入耦合電容和PNP型三極管。為防止由于變壓器漏感帶來的尖峰電壓擊穿MOSFET，采用鉗位二極管。

考慮到井下高溫強振的工作環境，高頻變壓器采用德國VAC公司超微晶磁材料VITROPERM 500F（居里溫度為600℃），VAC公司的超微晶材料VITROPERM 500F用作開關電源功率變壓器，鐵損低，飽和磁通密度、磁導率高，可以抵抗強振動應力。

通過以上設計與計算，得到主電路電路設計圖如圖1所示。

1.3 單端正激式輔助電源設計

為保證主電路PWM控制器穩定工作，引入輔助電源，為開關管驅動電路及兩個PWM控制器UC1525A供電。設計參數12V/400mA，即該電路可實現輸入60～200VDC，輸出12V/400mA。由于主電路采用的是BUCK非隔離結構，輔助電源設計時為簡化電路采用非隔離式，如圖2所示。

輔助電源中，考慮渦輪發電機整流后的電壓容易超出三極管極限參數，為保證穩定，自啟動電路設計采用兩個三極管串聯使用， Rb1，Rb2 ，Rc1為限流電阻。C13上的電壓給輔助電源上的PWM控制器提供啟動時間，隨后當變壓器輸出端有穩定電壓時，將由輸出端提供能量。為防止輸出端負載對充電回路的影響，加入二極管D14。采用該種方法設計可以減少限流電阻上的損耗，保證輔助電源穩定啟動，為主電路PWM控制器提供相對穩定的電源做好鋪墊。

單端正激式變壓器磁芯材料采用德國VAC公司的超微晶材料磁環W373，由于輔助電源功率較小，故開關頻率可以取得稍大，開關電源頻率為50KHz。

整流濾波電路設計同BUCK結構設計類似。控制器同樣采用TI公司的UC1525A，與BUCK結構設計方法相同。

1.4 開關電源熱設計

本文所設計的開關電源在井下高溫強振環境中工作，必須將發熱器件產生的熱量盡快發散出去，使溫升控制在允許的范圍之內，以保證可靠性?？紤]工作環境特點，本設計采用散熱片為開關電源散熱。

MOS管采用IRFP460A，為盡可能好的散熱，將功率管固定于散熱片上，功率管和散熱片之間加入導熱系數好的散熱硅脂。

2 開關電源性能測試

為確保所設計的開關電源能夠滿足系統性能需求，在實驗室對樣機進行性能測試。

2.1 開關電源基本功能測試

由于前端電壓波動較大，為更好地看到效率與輸出功率及輸入電壓波動情況，采用取樣分別測量整流后電壓70V、100V、145V、195V時效率隨輸出功率變化情況。測量輸出功率時用直流檔，測量整流前端輸入功率時用有效值檔，結果如表1所示。

2.2 開關電源可靠性測試

滿額功率輸出時，溫度達到動態平衡時開關管最大溫升約為15℃（采用點溫儀測試）。電壓及紋波參數均未出現異常現象，常溫特性比較好。電源性能良好，輸出電壓誤差小于1V。經過近800次開關通斷電，電路工作狀況未發生問題，電路輸出電壓不受影響。

長時間工作于150℃時，電路板及開關器件均正常，隨著負載功率上升，輸出電壓有下降趨勢。

3 結論

3.1 應用于鉆井井下的開關電源，其主電路拓撲形式選用BUCK電路，所用電子器件少，結構形式簡單，能夠滿足井下狹小空間對于工具尺寸的要求。

3.2 開關電源控制環路設計過程中需建立開關電源完整的小信號數學模型，并對其進行開環小信號分析，確保其穩定性。

3.3 主電路與輔助電路設計中對輸出濾波參數的計算一方面采用理論計算，一方面采用經驗值并考慮溫度等特性，器件選型上有一定余量，保證其穩定工作。

3.4 在高溫條件下，需要考察開關電源功率器件散熱量和環境溫度的平衡溫度點以及功率器件在電源艙不同位置時的溫升平衡點，確定功率器件最佳散熱位置布局，實現開關電源溫升最小化。

參考文獻

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[3]趙負圖.電源集成電路手冊[M].化學工業出版社，2003.

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關鍵詞：建筑照明；夜景照明；電氣節能設計；電氣設備

在現代化社會發展過程中，城市建筑夜景照明工程得到了人們的高度重視。在夜幕降臨之后，城市建筑夜景可以為人們帶來良好的觀賞效果，城市夜景不僅是城市風貌特征的重要體現，也是呈現城市整體形象的重要平臺。城市建筑夜景照明要想獲得良好的觀賞效果，就必須開展合理的施工設計。在施工設計過程中以道路照明設計為主，需要營造綜合點、線、面等的夜間景觀，之后再對整個照明系統進行智能化管理。為了推動建筑行業的長遠發展，需要在城市建筑夜景設計和電氣設備優化過程中，將節能減排作為主要發展目標，以此滿足當前我國建筑行業的可持續發展要求。

1建筑夜景照明電氣節能設計概述

開展建筑夜景照明節能設計，實際上就是結合建筑結構的不同形態與建筑材料的使用要求，在滿足建設單位基本需求的基礎上，開展建筑夜景設計。通過分析建筑夜景照明設計的主要內容，做好電氣節能設計工作，從而滿足夜景照明電力能源供應條件，使建筑工程具備節能特征。在建筑夜景照明電氣節能設計中，設計單位通常會采取多樣化的節能技術，在建筑夜景照明設計的主體上完成電氣節能設計[1]。

2建筑夜景照明電氣節能設計優化策略

2.1照明電氣設備優化

2.1.1采用新型照明材質和能源建筑夜景照明電氣設備使用的合理性直接影響電力能源的消耗程度。為確保城市建筑夜景照明電氣節能設計夠穩定進行，必須選擇合適的照明材質，提高照明設備的使用壽命與運行質量。通常，照明電氣設備暴露在外界空氣環境中，很容易發生腐蝕和損壞，必須選擇能夠適應多種環境條件的材質。在建筑夜景照明設計中，采用高效、長壽的燈具，能夠保證城市建筑夜景照明系統的長期、穩定運行，從而獲得更多的經濟效益。目前，在建筑夜景照明電氣節能設計過程中，可以采用新型材質和能源。例如，使用太陽能發電照明材質可以有效節省電力能源。白天，電氣設備可以收集太陽能，將其以電能的方式儲存起來，夜間為照明設備提供電源，從而獲得良好的照明效果[2]。除此之外，在設計環節中應用節能燈具，可以減少電力能源的使用量。常用光源的技術指標如表1所示。2.1.2選取最優施工方案在施工過程，甲方關注的重點主要集中在以下幾個方面。（1）幕墻外立面管線、電線及燈具不影響建筑白天的視覺觀感效果。與龍骨無縫搭配組合可以解決燈具隱蔽問題；關于管線布置，燈具與燈具之間可以通過燈具自帶的防水電纜接頭連接，如圖1所示；220V的線管由主電源引出開關電源，再由開關電源引出低壓24V直流線管，通過幕墻設計公司預留的管洞與燈具連接，這樣既方便更換開關電源，也方便更換燈具。（2）燈具接地安全。LED洗墻燈燈具型材外殼為鋁型材，切面與建筑外玻璃幕墻龍骨相嚙合，燈具金屬外殼與樓體接地干線直接連接，可以確保燈具接地安全。（3）地面、樓頂景觀泛光照明。因頂層有玻璃裝飾墻，對于樓頂和地面景觀的泛光照明，可以采用金鹵燈或LED洗墻燈。通過對比兩種燈具的成本、美觀度、安裝工序、能耗情況等，決定采用哪種燈具。安裝效果對比：地面上裝金鹵燈，還需安裝混凝土底座，再以30～45°的角度投射墻面，無論車輛還是行人，都容易被燈光刺眼，影響視覺效果；使用金鹵燈需要另外裝設焊接角鐵架來固定金鹵燈，角鐵架易生銹，換成不銹鋼支架不僅額外增加施工成本，安裝時也會影響建筑美觀?？紤]到施工安全及后續更換拆卸安裝方便，將LED洗墻燈安裝于玻璃裝飾墻內側，因該玻璃裝飾墻是不透明的毛玻璃，LED洗墻燈燈光投射上去會形成層次分明的暖色溫內透效果。如果LED洗墻燈照度和光效達不到要求，需要更換成金鹵燈。能耗對比：以頂層為例（頂層和底層工程量類似），頂層金鹵燈方案共需安裝78盞50W金鹵燈，或者安裝186盞LED洗墻燈。金鹵燈安裝功率為78×50=3.9kW，LED洗墻燈的安裝功率為186×12=2.2kW。由此可知，LED燈具更節能。因為金鹵燈能耗大，可以僅在建筑四角安裝高壓鈉燈，用于投射大理石建筑立柱，其他部位均采用LED洗墻燈。根據以上分析，提出以下兩種施工方案。方案1：某大樓泛光照明選用50W金鹵燈，采取支架焊接固定安裝，頂層玻璃裝飾墻采用210W金鹵燈。方案2：某大樓泛光照明選用12WLED洗墻燈，直接利用玻璃幕墻龍骨原有結構，頂層玻璃裝飾墻采用12WLED洗墻燈。施工人員需要根據工程成本和照明節能效果選擇最終的施工方案。工程成本分為主材成本與輔材成本兩部分。其中，燈具主材成本，方案1＜方案2；工程輔材施工成本，方案1＞方案2。在照明能耗方面，方案1的能耗為方案2的三倍；中后期需要進行安裝和維護，方案2的安裝和維護效果優于方案1。最終決定選用方案2。2.1.3選取合適的安裝方式（1）LED洗墻燈的安裝。玻璃幕墻立面龍骨如圖2所示，施工人員需要在玻璃幕墻龍骨架結構中原有的空隙位置安裝燈具。燈具為大功率LED燈，色溫為3000K，光通量為3250lm，單燈功率為12W，光效為270lm/W，燈具密封防護等級為IP65。斜面為2.5mmPC蓋板，橡膠墊的主要作用是密封和防水，雨水會順斜面向下流淌，從外觀測觀看不到燈具。光源利用反射原理投射在玻璃幕墻上，不會引起眩光，不會造成光污染[3]。LED洗墻燈電源安裝于室內，由24V/220V專用直流、交流整流恒壓器供電。開關電源功率因數為0.95，燈具金屬外殼與樓體接地干線聯結。LED洗墻燈安裝剖面如圖3所示。（2）開關電源的安裝。用戶防觸電開關的額定漏電動作電流為30mA，額定漏電不動作電流為15mA。大部分室外泛光照明工程開關電源都用防水盒安裝在室外，這樣做的弊端是防水盒設計有散熱通道，開關電源工作時的熱量需要通過散熱通道散熱，如遇強對流天氣不利于室外開關電源防潮，會加大開關電源腐表1常用光源的技術指標光源類型光效/（lm·W-1）顯色指數（Ra）色溫/K平均壽命/h應用場合LED＞100白光60～802700～6500白光或彩色＞25000應用范圍廣泛蝕損耗。將開關電源安裝于室內，能有效解決這個問題，且便于更換維護。開關電源安裝示意圖如圖4所示。

2.2配電箱位置優化

在建筑夜景照明電氣設計中，必須精準設定配電箱的位置。為了降低線路阻抗，要注意以下方面。（1）考慮到導線截面積和線路阻抗之間的負相關16mm圖2玻璃幕墻立面龍骨（未安裝燈具剖面）（單位：mm）1.5mm2.5mm4mm圖3LED洗墻燈安裝剖面圖關系，要重點分析導向長度這一要素，縮短導線實際供電距離。在配電系統設計環節中，要避免電路回供[4]。如果建筑夜景照明線路較長，必須加強保護措施，適當增加截流量，可挑選截面積較大的導線，減少線路抗阻帶來的不利影響[5]。（2）考慮到電阻率和線路阻抗之間呈現正相關關系，要盡可能地選擇電阻率較小的線路[6]。

2.3電能計量方式優化

在建筑夜景照明設計中，電能計量精準程度直接影響照明工程的經濟效益，必須選擇科學合理的電能計量管理系統進行管理[7]。電能計量管理系統的優勢是能夠智能化管理照明電能表和人員信息，還可以實現電能表在線監測，確保電能表的正常運行。同時，不同系統用戶擁有不同的使用權限，可以有效保證系統運行的安全性。通常，施工設計人員會在建筑內部設置電能計量管理系統，然后精準打印電力應用統計報表，查詢相關數據，從而遠程監控電能表，確保電力用戶管理和操作活動的順利進行，以信息化的方式管理照明區域的電能表[8]。

3結束語

綜上所述，開展建筑夜景照明設計優化不僅可以改善城市外在景觀，還可以為人們提供更加便利的生活條件。將節能環保理念融入城市夜景照明設計時，必須重點落實電氣節能設計，在具體設計中重點優化電氣節能設計方案、照明電氣控制系統、電能計量方式及配電箱位置等，以保證城市建筑夜景照明的穩定性。

參考文獻

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【關鍵詞】同步降壓；降壓控制器；場效應管

【Abstract】A low voltage， high current Buck DC/ DC switching power supply with a synchronous buck controller LM5119 core and a low loss MOSFET and a forward topology is designed. It is composed of a filter circuit， a synchronous control circuit and a DC/DC Buck circuit. The filter circuit uses the parallel capacitor to reduce the ripple voltage. After testing， the efficiency of the power supply is greater than 92%， the ripple factor 0.063%-0.238%， the load effect of 0.0889%， the source effect 0.0056%-0.011%. The performance indicators are better than the marketed product level.

【Key words】Synchronous Buck； Buck Controller； FET

0 引言

隨著開關電源在計算機、通信、航空航天、儀器儀表及家用電器等方面的廣泛應用，人們對其需求量日益增長，并且對電源的效率、體積、重量及可靠性等方面提出了更高的要求。開關電源以其效率高、體積小、重量輕等優勢在很多方面逐步取代了效率低、又笨重的線性電源。隨著電力電子技術的發展，特別是大功率器件IGBT和MOSFET的迅速發展，將開關電源的工作頻率提高到相當高的水平，使其具有高穩定性和高性價比等特性。開關電源技術的主要用途之一是為信息產業服務。信息技術的發展對電源技術又提出了更高的要求，從而不斷促進了開關電源技術的發展。

1 研究目的

現在，市場上的高精密開關電源普遍價格較高，一般均在數百及千元以上，而且性能指標并不算很高，且性能指標更高的價格昂貴。我們希望可以設計出一款成本較低、各方面性能可以和市場性能較高的產品相媲美的一款穩壓電源，以借此機會來鍛煉一下自己的動手能力，將自己所學到的知識運用到生產實踐中。

2 方案論證

2.1 PWM控制方案

方案一：采用單片機產生PWM

單片機編程產生的方波信號，易于調節、紋波小、抗干擾能力強。但在完成相應要求的同時，因51單片機資源有限，在控制中需要用到PWM調制和A/D采樣，用51單片機產生高頻的PWM比較困難，而且會造成程序不穩定，況且A/D轉換還需要外部器件，成本也較高。

方案二：采用TL494產生PWM

TL494是一個固定頻率的脈沖寬度調節電路，內置了線性鋸齒波振蕩器，振蕩頻率可通過外部的一個電阻和一個電容進行調節。但電路較復雜，搭建困難。

方案三：采用LM5119炔康緶凡生PWM

LM5119 是一款雙同步降壓控制器，適用于高電壓或各種輸入電源的降壓型穩壓器應用。其控制方法基于采用仿真電流斜坡的電流模式控制。電流模式控制具有固有的輸入電壓前饋、逐周期電流限制和簡化環路補償的功能。使用仿真控制斜坡可降低脈寬調制電路對噪聲的敏感度，有助于實現高輸入電壓應用所必需的極小占空比的可靠控制。LM5119 的工作頻率可以在 50 kHz 至 750 kHz 范圍內設定。LM5119 可利用自適應死區時間控制來驅動外部高邊和低邊 NMOS 功率開關管。用戶可選的二極管仿真模式可實現非連續模式操作，提高輕負載條件下的效率。具有自動切換外部偏壓功能的高電壓偏置穩壓器可進一步提高效率。其他功能包括熱關斷、頻率同步、打嗝 （hiccup） 模式電流限制和可調輸入欠壓鎖定。該器件采用有芯片連接焊盤的功率增強型無引線 LLP-32 封裝，以幫助散熱[1]。

采用LM5119內部電路產生PWM的優點是電路穩定性強，定時電阻Rt和AGND引腳之間連接的外部電阻可設定LM5119的開關頻率，Rt可同步內部振蕩器至外部時鐘，使振蕩器產生相應的PWM波。

通過比較上述三種方案及結合設計要求，可以看出方案三明顯優于其他方案，所以采用方案三進行設計制作。

2.2 主回路拓撲方案

DC/DC主回路拓撲采用半橋Buck電路，通過LM5119的HO和LO端輸出的PWM控制2個MOS管實現交替導通，通過電感Lo和電容Chb的充放電實現降壓。減小了原邊開關管的電壓壓力，電路結構簡單，可適用較高頻率電路。

3 產品（作品）設計與制作

3.1 輸入輸出電壓設定

輸入電壓范圍設定為12-20V，中心工作電壓16V。輸出設計為兩路：一路輸出9V、5A；另一路輸出5V、9A。通過對芯片使能端的設置，可以實現任一路輸出，也可以同時輸出，并且兩路可以各自獨立工作，互不干擾。

3.2 濾波電容選用

（1）輸入電容Cin：經過不斷實驗嘗試，我們選擇了6個2.2uF的陶瓷電容并聯，實現梯級濾波。

（2） VIN濾波器Cvin：考慮到需防止注入到VIN引腳的高頻開關噪聲引起電源故障，我們選用了0.47uF的陶瓷電容。

（3） UVLO分壓器Cft：考慮到為分壓器提供濾波，我們選用100pF的陶瓷電容。

（4） VCC電容Cvcc：考慮到需要為HO驅動器和自舉二極管提供峰值瞬態電流，并為VCC穩壓器提供穩定性，我們采用了0.47uF的電解電容。

（5）輸出電容Co：考慮到輸出電容器需平滑電感紋波電流引起的輸出電壓紋波，并在瞬態負載條件下提供充電電源，我們選用了兩個220uF的電解電容作為主輸出電容，并加入兩個22uF電容，進一步降低輸出電壓紋波和尖峰。

3.3 開關管選用

開關管一般采用IGBT或MOSFET，IGBT的優點是耐壓高，但導通內阻大，損耗大；MOSFET優點是導通內阻極小，但耐壓不高，但考慮到輸入輸出電壓均不高，且要求損耗小、體積小，所以選用貼片式低損耗MOSFET[2]。

3.4 輸出電感制作

進口貼片電感價格太高、采購耗時長，而且參數不可改變，所以我們采用自制電感，可以很方便通過改變電感線圈匝數而改變電感參數。

3.5 電路原理圖設計

根據設計方案和芯片使用說明，我們自主設計了工作原圖，由于在制作期間，需要多次調整參數，所以畫的原理圖未標出參數的具體數值，以便隨時調整元件參數。原理圖是使用ALTIUM DESIGNER軟件設計的。原理圖見圖1。

3.6 PCB設計

為了使控制芯片元件布局緊湊且達到良好效果，PCB板采用四層設計，讓電源和接地各占一層，并進行分區，避免信號地和模擬地之間的串擾。由于電源線、接地線不再占用頂層和底層板面資源，所以可以將元器件布置得更緊湊，芯片工作狀態更好，可以獲得極佳效果，PCB板圖見圖2

3.7 產品制作

根據設計要求，我們通過反復論證確定了元件參數、型號和數量，并選購所需材料。然后精心制作，雖然絕大部分元器件采用貼片封裝，但我們都采取了手工焊接，實踐證明效果很不錯，作品實物圖見圖3。

4 總結

4.1 本產品（作品）的性能

本產品制作成本約為100元左右，而市場精密電源售價一般在數百甚或千元以上，我們的產品成本遠遠低于市場同類產品的價格，與我們同等價格的產品測出的性能指標比我們的產品性能指標相差一個數量級。紋波測試見圖4

從表1可以看出，我們產品的成本低、效率高，性能要遠遠高于市場水平，具有較大的發展前景。

4.2 本產品（作品）的創新點

（1）采用四層PCB板設計、元器件布局緊湊合理，電源工作狀態良好。

（2）自制電感線圈，替代了進口產品，不僅使電源綜合成本降低20%以上，而且感參數可以自行調整。

（3）本產品制造成本低，而性能指標高（見表1），主要指標均高于市售產品水平。

（4）極高的效率，對于滿載輸出45-90W的電源（單路輸出45W，雙路輸出90W）達到92.3%的效率，已差不多到了極限。

（5）采用節能設計，輕載時可以啟用二極管仿真模式，可以實現高效輸出；重載時，禁用二極管仿真模式，增強帶負載能力。

【參考文獻】

篇6

開關電源是利用現代電力電子技術，控制開關管開通和關斷的時間比率，維持穩定輸出電壓的一種電源。開關穩壓電源具有體積小、重量輕、效率高、對電網電壓及頻率的變化適應性強、輸出電壓保持時間長、有利于計算機信息保護等優點，因而廣泛應用于以電子計算機為主導的各種終端設備、通信設備，是當今電子信息產業飛速發展不可缺少的一種電源。本文介紹的是基于單片機的PWM型開關穩壓電源，項目是本人在教學中的實際案例，經本人驗證后，實現效果較好。該項目結構較為簡單，穩定率高，實用性強，能夠應用在較多場合。

【關鍵詞】開關電源 單片機 DC-DC變換器

1 引言

本人是一名技工院校的教師，從事電子技術的教學工作。單片機技術對學生來說是一門比較枯燥且復雜的課程，多數學生在學習過程中缺乏興趣，所以本人一直秉承項目教學的理念，通過項目來讓學生更好的掌握單片機技術?；趩纹瑱C的PWM型開關穩壓電源設計項目經本人與學生共同驗證后，推廣到教學層面上來。該項目中需要用到模擬電路、數字電路、電力電子技術、單片機技術、DXP繪圖等多個科目的知識，對學生來說有一定的難度，但又不是高不可攀的，在老師的指導下，大多數學生均可以完成該項目?，F本人把該項目的設計實現過程具體描述如下。

2 項目原理簡述

開關電源就是利用電子開關器件（如晶體管、場效應管、可控硅閘流管等），通過控制電路，使電子開關器件不停地接通和關斷。開關電源應具備整流電路、濾波電路和穩壓電路。PWM穩壓電源是利用脈沖寬度調制的方法來控制開關元件的接通時間與管斷時間從而實現穩壓輸出。該項目采用單片機來作為控制核心，能對輸出電壓進行鍵盤設定和初步調整;同時具有輸出電壓，電流的測量和數字顯示功能;具有過流檢測和保護功能。

3 項目設計方案

開關電源從結構上包括主電路和控制電路，主電路又包括整流濾波電路和DC-DC變換器主回路?？紤]到學生在學習過程中主要學習的是51系里單片機，且在學習過程中一直采用的是AT89S51單片機，故本項目采用AT89S51單片機作為控制電路的核心。項目整體結構框圖如圖1。

3.1 整流濾波電路

常見的單相整流電路主要有：半波整流、全波整流、橋式整流。本設計中，主回路采用了結構簡單、效率高的降壓型（Buck）DC-DC變換器。為提高主回路的輸入電壓UIN，整流濾波電路部分采用了三倍壓整流電路，如圖2所示。

3.2 DC-DC變換器電路

常見的PWM型DC-DC變換器主要有降壓型（Buck）、升壓型（Boost）、降壓-升壓型（Buck-Boost）和升壓-降壓型（Cuk）。后三種變換器均可使輸出電壓高于輸入電壓，但需要利用電感或電容作為傳送能量的元件，這會使主回路制作復雜，降低變換器總體效率。為此，本設計采用了通過三倍壓整流電路提高DC-DC變換器輸入電壓，而DC-DC變換器為降壓型的總體方案，如圖3所示。

本項目中，為了提高DC-DC變換器的效率，我們采用飽和導通壓降小、開關速度快的IGBT作為開關元件，同時采用工作性能穩定，開關速度較高的M57962L驅動IGBT。

IGBT在關斷瞬間是最易發生損壞的過程，所以我們需要保護電路。保護方法有兩種：一是在集電極――發射極電壓處于低值時，關斷IGBT;二是IGBT關斷時，集電極電壓上升的同時，較快的減少集電極電流。本項目中采取了第二種方法，通過在IGBT的C、E兩端添加RC緩沖器，減少關斷瞬間的集電極電流。工作原理是：當IGBT關斷時，電容C通過二極管D1充電到（VC-VD1）。這樣集電極電流有了分路，集電極電流能較快的減小。當IGBT導通時，電容C通過電阻R和IGBT放電。

為保證開關元件工作可靠，IGBT額定工作電壓，額定工作電流應為最大值的兩倍以上，故選擇GT40T101型IGBT作為開關元件。由于M57962L最高工作頻率為20KHz，且工作在該頻率時不易產生人耳能聽到的噪聲，故IGBT工作頻率f=20KHz。

3.3 PWM控制模塊

PWM控制部分我們采用開關電源集成控制器SG3525A，該芯片具有輸出頻率范圍寬，工作電壓范圍廣，基準電源精度高，死區時間可調等優點。SG3525A具有兩個交替工作的輸出端，本設計中只需控制一個開關元件，所以采用了兩輸出端經過4071同時驅動開關元件的方法。為避免上電瞬間對開關元件造成的沖擊，利用電容C3使主回路軟啟動。R2與R3組成分壓電路取樣輸出端電壓，作為SG3525A的反饋電壓。過流保護部分我們采用CHF-5P型霍爾電流傳感器將輸出電流轉換為電壓反饋信號，并與R6設定的過流值比較，如果反饋值較高則通過SG3525A的10腳，使其停止工作，并通過J1的2腳點亮報警LED，實現過流檢測和保護功能。具體電路如圖4所示。

3.4 鍵盤輸入及顯示部分

鍵盤輸入部分，由于我們需要對開關電源直接設定電壓，且需要步進1V的功能，所以我們需要0-9的數字、加1和減1，再加上確定和取消共14個按鍵，所以我們采用14按鍵的鍵盤設定。

顯示部分我們采用數碼管顯示，因為我們只需要顯示數字且沒有什么特殊的要求，基于數碼管的價格便宜，使用方便，易于控制等特點，所以該項目中我們采用八段LED數碼管作為電壓輸出顯示。DC-DC變換器輸出電壓檢測及顯示采用了ICL7107，該芯片可獨立完成電壓檢測并驅動3支八段LED數碼管，無需占用單片機資源。DC-DC變換器輸出電流檢測及顯示同樣采用了ICL7107，利用一只1歐姆的電阻可將電流信號轉換為電壓信號。

3.5 軟件部分

單片機主程序流程圖如圖5所示。

4 調試遇到的問題及解決方案

（1）過流檢測功能失效，經檢查發現SG3525的10腳虛焊，重新焊接后正常。

（2）IGBT工作一段時間后過熱影響電路的穩定性，考慮到IGBT散熱量比較大，加裝散熱片后有所改善。

（3）三倍壓整流電路中電容C1、C2工作正常，但C3爆炸，經仔細分析后，原因在與C3兩端由于需要承受電壓較高，50V的耐壓值不夠故而發生爆炸，為提高耐壓，將兩組電容串聯后作為C3，故障解決。

（4）鍵盤出錯，由于該項目中按鍵有14個，故而鍵盤程序較多，經仔細檢查發現鍵盤編碼錯誤，改正后故障解決。

5 結論

開關穩壓電源的設計方法有很多種，市面上也有很多的成品可以參考。該項目是以教學為目的，并沒有過多的考慮成本壓力，故而采用的是現階段比較成熟的集成芯片作為控制芯片，可能與企業實際應用還有一定的差距。經過實際參數測試，還發現該開關穩壓電源效率不不是很高，經本人思考后，原因可能是IGBT導通和關斷時集電極電流較大，損耗了較大功率，這也是本人在以后的教學中需要和學生共同努力去改進的。

參考文獻

[1]王宜建，張桂玉.電力電子變流技術[M].北京：科學出版社，2009.

[2]裴云慶，楊旭，王兆安.開關電源的設計與應用[M].北京：機械工業出版社，2010.

[3]常敏慧，申功邁.開關電源應用設計與維修[M].北京：科學技術文獻出版社，2002.

篇7

[關鍵詞]單片開關電源 復合式 AC/DC MAX8873

一、引言

電源是現代電力電子設備不可缺少的組成部分,其性能的優劣直接影響設備的性能。傳統的電源由于笨重、效率低而逐漸被重量輕、體積小、效率高的開關電源所代替。復合式開關電源作為一種高效率的開關電源,是對線性穩壓電源和開關穩壓電源進行優化組合形成的一種電源設計方案,它即具有輸出電壓穩定程度高、紋波電壓小、電源轉換效率高等眾多優點。本文介紹了一種新型復合式開關穩壓電源,該電源采用了一種新型單片AC/DC單片開關電源作為前級穩壓器,為低壓差線性穩壓器MAX8873提供直流輸入電壓,然后利用低壓差線性穩壓器MAX8873獲得高質量的穩壓輸出,組成高效率、輸出可調的復合穩壓電源。實驗證明該電路具有良好的性能,有很高的實用性。

二、AC/DC開關電源

本設計采用基于Trench DMOS工藝設計的一種AC/DC開關電源管理芯片。該芯片的工作方式為PWM即脈沖寬度調制方式;電路正常工作溫度范圍是-35℃至130℃;工作的開關頻率為100KHz;占空比調節范圍是3%～65%。其特點是寬壓輸入,輸出電壓紋波小,芯片效率高。該開關電源變換器集成了耐650V高壓的功率開關管、電流限流比較器、振蕩器、旁路調整器/誤差放大器、高壓電流源、基準源和過溫、過壓/欠壓、過流及自動重啟等保護電路,采用PWM調制模式達到在不同的負載下的高效率,采用隔離結構降低了芯片的EMI。開關電源控制集成電路的原理圖如圖1所示:

針對變壓器原邊繞組的漏感產生的高壓毛刺,采用二極管D1與穩壓管VR1并聯接入原邊繞組側,用來吸收高壓毛刺。光電耦合三極管U2的偏置電壓由二極管D3與電容C3構成的整流電路提供。穩壓管VR2、電阻R1、光電耦合三極管U2、電容C5組成電壓反饋電路,用來確保電壓穩定能都穩定輸出。穩壓管VR2和電阻R2保證了電源空載或輕載時輸出電壓的穩定性。利用電容C2降低輸出直流電壓的交流紋波。

電路工作原理:輸入交流電先經過整流橋BR1整流,之后再經電容C1濾波,最后轉變為脈動的直流電壓。當MOSFET開關管導通時,電容C1兩端的電壓加到反激變壓器的原邊,流過原邊繞組的電流線性增加,變壓器儲存能量。當MOSFET開關管關斷時,電感原邊電流由于沒有回路而突變為零,此時穩壓管VR1的擊穿電壓高于原邊的感應電勢而截止。

該AC/DC開關電源控制芯片結構示意圖如圖2所示,該集成電路的主要組成部分有旁路調整器/誤差放大器、鋸齒波/振蕩發生電路、PWM比較器、基準電壓源、軟啟動電路、上電復位電路及其它保護電路等。

從圖2可以看出控制芯片的最大特色是把外置管腳數控制為三個。振蕩器和功率管的內置使管腳數減少,功率管的內置還提供了啟動偏置電壓。控制引腳C不僅給內部供電,還提供了反饋電流信號,可用于控制電路的旁路電流和控制PWM占空比。此外,來利用功率管的導通電阻作為敏感電阻,來實現各個周期內的限流保護,這些都是該電路的特色。

三、低壓差線性集成穩壓器MAX8873

低壓差集成穩壓器是近年來應用廣泛的高效率線性穩壓集成電路。傳統的三端集成穩壓器普遍采用電壓控制型,為保證穩壓效果,其輸入輸出壓差一般取2V~4V來保證正常工作。低壓差穩壓器采用電流控制型,選用低壓降的晶體管作為內部調整管,能夠把輸入輸出壓差降低到0.6V以下,提高了電源的轉換效率。產品主要有MAXIM公司生產的MAX8873系列,MICREL公司生產的MIC39500系列,TI公司生產的TPS767系列,LT公司生產的LT1528系列等。本文采用應用廣泛的MAX8873芯片,MAX8873的典型工作電路如圖3所示。

MAX8873是MAXIM公司生產的輸出120mA的低壓差線性穩壓器。其中IN和OUT分別為電壓輸入端和輸出端,GND為公共端,SET和SHDN分別為調整端和控制端。其主要特點有:組成電源元件最少,壓差低,靜態電流低,有關閉電源控制,輸出電壓固定,由外接電阻組成的分壓器時輸出電壓可調,內部有輸出電流限制、過熱保護及電池反接保護等。

MAX8873有兩種工作模式:工作在預置的電壓模式下或工作在可調的電壓模式下。在預置的電壓模式下,內部電位器能夠設置它的輸出電壓,我們通過連接SET端到地選擇這種模式。在可調模式下,我們通過在SET端連上兩個外部電阻作為分壓器來選擇輸出電壓,電壓范圍可從1.25V到6.5V。

為了減小寄生電容的影響,我們在電阻R1兩端串上一個10PF到25PF的電容。而在預置電壓模式下,SET端和地之間的阻值不能小于100K,否則SET端的電壓將超過兩種工作模式的門限值60mV。

四、新型復合式開關穩壓電源的設計

本復合式開關穩壓電源的原理圖如圖4所示。

電源輸入交流寬輸入電壓85V-265V,雙路輸出電壓+5V/1.5A,-5V/1.5A,輸出功率15W。電路包括輸入整流濾波,脈寬調制,高頻變壓器,電流反饋,低壓差線性穩壓,整流濾波輸出等幾部分。交流輸入經整流濾波后,產生一個的直流電壓加在變壓器初級繞組的一端和控制芯片的源極,變壓器初級的另一端由控制芯片內的高壓功率管驅動。變壓器兩組副邊經整流濾波后分別產生±5.5V的輸出電壓,該電壓經LC濾波后輸入到MAX8873中,經MAX8873輸出后再通過下一級LC輸出濾波得到±5V的高穩定輸出。

在設計PCB板時要注意,電容C2負極應直接連反饋繞組,將反饋繞組上的浪涌電流直接返回到輸入濾波電容,提高抑制浪涌干擾的能力。控制端附近的電容應盡可能靠近源極和控制端的引腳?？刂菩酒脑礃O采用單點接地法,即控制端旁路電容C12的負極、反饋電路的返回端、高壓返回端應分開布線,最后在源極管腳處匯合。安全電容C13應通過寬而短的印制導線分別接至反饋繞組和次級繞組的返回端。盡量使用大尺寸的低電感引線。

五、實驗結果

在市電輸入下,當負載從0達到額定值時,電路的負載調整率為95%,輸出電壓紋波在40mV左右,輸出紋波主要由變壓器漏感的電壓和整流管電壓產生,可以通過進一步優化PCB版布局等方法來改善。

六、結束語

本文采用基于Trench DMOS工藝設計的一種AC/DC開關電源管理芯片和低壓差線性穩壓器MAX8873設計了一種新型通用的復合式開關穩壓電源。該電源具有體積小,效率高,輸出電壓穩定,負載調整率好等優點,實驗表明該電源是一種性能良好的高精度穩壓源。

參考文獻:

[1]黃俊,王兆安.電力電子變流技術.北京:機械工業出版社,1999.

[2]劉勝利.現代高頻開關電源實用手冊.北京:電子工業出版社,2001.

[3]沙占友.新型單片開關電源設計與應用技術.北京:電子工業出版社,2004.

篇8

關鍵詞：電源電路；低噪聲；光電檢測；信號調理

中圖分類號：TP391 文獻標識碼：A

在微弱光信號的檢測中，利用光電倍增管（PMT）檢測微弱信號仍然是一種主要方式。為此本文設計了一種基于光電倍增管（PMT）模塊H10723-20的供電電路和信號調理電路，用于浮游植物粒徑檢測系統中微弱熒光信號的檢測。由于需要檢測的熒光信號比較微弱，背景噪聲將對檢測結果的精度和穩定性產生很大的影響，因此所設計的電路應必須具有較小的噪聲和紋波。

1 系統設計方案

PMT模塊H10723-20使用±5V的直流電壓作為輸入，為減小電源噪聲，本文選擇由輸出為12V的開關電源通過DC-DC電壓轉換器轉換而來的±5V電壓作為PMT模塊的輸入電壓。為方便后續電路對由H10723-20轉化而來的電信號的傳輸和處理，本文設計了信號調理電路來調理、放大PMT模塊的輸出電壓。由于檢測到的光信號強度不同，為更加靈活的檢測到光信號并防止強光對光電倍增管模塊的損壞，本文為PMT模塊設計了靈敏度調節電路，應對不同光強的光信號的檢測。

電路主要由以下幾部分組成：開關電源、DC-DC電壓轉換芯片、芯片電路、PMT模塊、PMT靈敏度調節電路、信號調理電路，其總體結構框圖如圖1所示。圖1中開關電源用來提供12V的電源電壓；DC-DC電壓轉換芯片將開關電源提供的12V電壓轉換為±5V的電壓供H10723-20使用，芯片電路用來降低±5V電壓的噪聲和紋波，提高輸出電壓的穩定性；靈敏度調節電路用來控制PMT模塊的靈敏度；信號調理電路用來調理、放大PMT模塊輸出的電信號。

2 電源電路設計

2.1 DC-DC電壓轉換芯片的選擇

經過各種DC-DC電壓轉換芯片的比較分析，本文最終選擇MURATA公司的NMA1205DC芯片作為DC-DC電壓轉換器。該芯片標準輸入電壓為12V；輸出為雙路輸出±5V，輸出電流為±100mA。

該芯片內具有短路保護和熱保護電路，且輸入和輸出相隔離，消除了直流路徑，減小了開關噪聲，使芯片具有較高的可靠性。芯片通過內部濾波電路平滑、濾波得到穩定的±5V大小的輸出電壓，使輸出電壓的紋波和噪聲小于20mV。

2.2 芯片電路介紹

為更進一步減小輸出電壓的噪聲，本文采用圖2所示的芯片電路對芯片輸入、輸出電壓進行調理，有效降低輸出電壓紋波和噪聲。

圖2中DC-DC電壓轉換芯片NMA1205DC的輸入端加入電容的主要目的是為了降低來自上一級的紋波和噪聲，較大的電容會使系統工作更加穩定，但考慮到PCB面積的損耗、其他器件的正常工作情況以及對應用系統中其余電路的干擾，本文的輸入電容選用阻抗小的鋁聚合物電解電容?？紤]到輸出電壓噪聲、轉換器頻率、輸出電壓紋波等因素，芯片輸出端采用LC濾波電路平滑輸出電壓，減小輸出電壓紋波和噪聲。由于大的電感可以降低輸出電流和輸出電壓紋波且增大芯片的帶負載能力，但卻會耗費過多的PCB面積，綜合考慮電路噪聲、電壓紋波、電感的尺寸、PCB面積等因素，本文選擇22μH電感，電容C25、C26選擇鋁聚合物電解電容，C20、C22選擇陶瓷電容，

3 PMT靈敏度調節電路

本文通過高精度旋轉式電位器的滑動實現對PMT靈敏度的調節，具體原理為通過滑動電位器改變電阻值進而改變PMT模塊H10723-20引腳Vcont IN和Vref OUT之間的電壓值，不同的電壓值決定了不同的靈敏度，從而實現了PMT的靈敏度的調節。為防止電位器在調節時滑至兩端，出現短路的情況，在電位器兩邊分別加入電阻，以保護H10723-20模塊，避免因短路導致PMT損壞。電路原理如圖3所示。

4 信號調理電路設計

為滿足后續電路對電壓信號的要求，本文利用集成運算放大器AD823AN設計了放大電路來放大PMT模塊的輸出電壓，電路原理圖如圖4所示。

放大電路輸入級為放大級，主要用來放大PMT模塊輸出的電壓信號，并利用電容和電阻構成有源低通濾波器，濾除高頻噪聲，提高電路性能。輸出級為電壓跟隨器，輸出電壓近似輸入電壓幅值，并對前級電路呈高阻狀態，對后級電路呈低阻狀態，使前、后級電路之間的相互影響很小，因而對前后級電路起到緩沖、隔離作用，并且具有很好的帶負載能力。

5 結果分析

將本文設計的電路用在浮游植物粒徑檢測系統中，用來檢測由波長445nm的激光激發產生的熒光光信號，系統設定波形經過10點移動平滑。所得熒光信號的波形如圖5所示，整體波形具有較小的紋波和噪聲，具有較高的信噪比，波形兩邊有較小的浮動是由于浮游植物粒徑檢測系統中波長為532nm的激光激發產生的少量熒光信號造成的，與本文所設計的電路無關，且不影響粒徑的正確計算，本文的設計完全可以滿足浮游植物粒徑檢測實驗的要求，具有良好的效果。

結語

本文設計的電路應用在浮游植物粒徑檢測系統中，為該系統中的光電檢測模塊提供電源，并且對光電檢測模塊輸出的信號進行調理和放大，有效地減小了電路噪聲和紋波，得到了較好的熒光信號波形，有效的保證了檢測結果的精度和整個檢測系統的穩定性。

參考文獻

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篇9

關鍵詞：電動汽車；充電電源；并聯均流技術

電動汽車以電代油，可有效減少車輛環境污染，緩解交通運輸行業對石油資源過度消耗。電動汽車環保節能，是建設資源節約型、環境友好型社會和實現可持續發展的重要手段，當今世界面臨資源不足、環境污染等問題，電動汽車由于其良好的性能和比肩傳統汽車的駕駛體驗而成為了當下汽車行業新寵。越來越多的國家、企業投入到了電動汽車的成長行列中，我國也加大了對電動汽車行業的投入和支持，尤其是純電動汽車。國際上純電動汽車技術日趨成熟，純電動汽車已成為新型、適用、環保的代名詞，也是將來我國汽車產業重點發展和加大投入的重要方向。

1 技術領域及背景

“充電電源模塊并聯均流”方案的采用，主要是由于單臺充電電源模塊的輸出電流、功率不能滿足電動汽車大容量電池快速充電的需求，因此在際使用中采用模塊并聯的構造方法，用一定規格的模塊式電源并聯來達到充電電源大的電流輸出和功率輸出的目的。一般情況就是電源模塊輸出之間的并聯，必要的時候采用每個模塊相等的負載電流，或者會出現一些并聯的模塊的輕載運行，有的甚至會過載的情況，輸出的電源不但不能為其供電，還會成為電壓輸出模塊的負載，也就很容易導致其損壞，所以對于電動充電電源之間模塊需要進行統一處理，必須采用一定的均流技術，以此在增加電源輸出功率的同時提高電動汽車充電電源的可靠性等各項性能。

2 充電電源并聯系統不均流的原因分析

根據輸出的類型，一般可以對電源分為恒壓電源和恒流電源。對恒流電源進行并聯，由于系統中電流很多的反饋沒有及時有效的處理，所以對于系統輸出電流將會因為反饋系數對相同的數據保持差別，也就不會采用恒壓電源進行，但是在對處理的時候，系統并聯設計需要進行及時的分析，全面的了解系統的設計方案，保證各個輸出的恒壓電流的性質，也就導致輸出的電壓之間存在很大的差距，所以需要采取一定的均流電源技術。根據使用的開關電源的結構和恒壓電源的輸出的特征進行分析，對輸出的均流電源進行及時的總結，具體來說，對于引起系統不均流的原因主要包括以下三種，就是對反應系統和電源輸出的電流的差異性、輸入到負載的銜接電阻不匹配、外部寄生參數不一致。依據體系不均流緣故原由，則可以采用主動均流技術確保各模塊間電流被主動平均分配，從而確保體系統各并聯模塊均處于同等功率輸出狀況。

3 充電電源并聯均流技術的分析

3.1 輸出阻抗法

在日常的工作中，電源模塊的輸出阻抗并聯輸出法也被稱作電壓調節率法，這種方法是通過調節開關變換器的外特性即調節輸出阻抗，達到并聯模塊均流的目的。

輸出阻抗法在實際工作過程中，是最容易實現多個模塊電源均流輸出的方法，這種方法的本質是采用開環控制，因此在小電流時很容易造成電流分配特性差、重載時不均衡等問題。在工作過程中，為很好的滿足每個模塊的使用要求，還要對個別的模塊進行有效的調整，還要對出現的問題及時的指出，對很多的電流影響因素進行分析，對于元器件的容差、元件老化、物理條件改變使元件性能的變化有差別等。在用輸出阻抗法實現均流的電源系統運行一段時間，電流分配又會不均勻了。

3.2 主從設置法

對主從設置法主要就是指電源在并聯系統中n個電源模塊的使用中，通過對每個電源模塊的主電源的設置，對其他在電源模塊的跟蹤過程中，保證輸出的電流。主從設置法適用于電流型控制的并聯系統中，這種均流控制的精度很高，但主要缺點是一旦主控模塊失效，則整個電源系統不能正常工作，因此這個方法不適用于冗余并聯系統。

3.3 自動均流法

對于自動均流法就是根據溫度的相應控制，保證并聯系統的分率分配方法，對各個模板的電源之間進行不同的并聯處理，同時根據模塊自身的溫度對現實的功率進行相應的調節，一般情況都是系統的電流控制的實現，所以需要對系統中各個模塊的電源的所占比例的分析，采用溫度控制的方法，各模塊的功率是由該模塊的溫度決定的，而不是電流，從而使各模塊內部溫度趨于相等。這樣，在最低成本下達到最高的可靠性。

3.4 強迫均流法

強迫均流是通過監控單元模塊實現均流控制，一般通過軟件控制來實現：并聯電源系統監控軟件通過計算和比較各并聯電源模塊的輸出電流與系統平均電流，然后再調整個別電源模塊輸出電壓，使其電流與平均電流相等。這種方式易于實現、均流控制精度高，但其瞬態響應比較差、調節時間長、成本高。

4 結束語

本文介紹和電動汽車充電電源并聯均流問題的提出，詳細地討論了一些充電電源并聯均流技術的原理及優缺點。隨著電動汽車及其充電電源技術的發展，針對不同充電系統的要求，基于各種智能化的檢測、運算和控制，可以更好地采用復雜的控制策略，實現均流冗余、故障檢測、熱拔插維修和模塊的智能管理。

參考文獻

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作者簡介：張家貴（1987-），男，湖北荊門人，中級工程師，研究方向：嵌入式軟硬件。

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