導語：如何才能寫好一篇逆變電源的設計，這就需要搜集整理更多的資料和文獻，歡迎閱讀由公務員之家整理的十篇范文，供你借鑒。

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【關鍵詞】：無工頻變壓器；電路；電源

中圖分類號： TM4 文獻標識碼： A

一、正弦波逆變器的設計要求和主電路形式及參數

1.1逆變電源的設計要求和目標

1）輸出電壓：輸出為單相220VAC（有效值），頻率為50Hz±1Hz。

2）輸出功率：4KW，允許過載20%，既Pomax=4800W。

3）輸出電流：允許失真度為3倍，既在電壓峰值時的電流峰值允許最大為有效值的3倍。最大有效值為Pomax/Voe=4800W/220V≈16.5A。

4）整機效率：設計目標η≥78%。

5）輸入電壓：輸入：110/220V直流電壓波動±15%

1.2主電路形式選擇

1.2.1無工頻變壓器的逆變電源工作原理

逆變電路以PWM方式首先將220VDC電壓逆變成高頻方波，經高頻升壓變壓器升壓，再整流濾波得到一個穩定的直流電壓，比如350VDC。這部分電路實際上是一套直流/直流變換器，既DC/DC或DC-DC。然后，由另一套逆變器以SPWM方式工作，將穩定的直流電壓逆變成有效值稍大于220V的SPWM電壓波形，經LC濾波后，就可以得到有效值為220V的50Hz交流電壓。

1.2.2主電路形式

無工頻變壓器的逆變電源實際上包含兩部分：一套DC/DC和一套SPWM逆變器。DC/DC的設計這里我們不討論。所以，這里只討論SPWM逆變主電路，其電路形式如下圖所示,電源350V。

單相SPWM逆變主電路

1.3 參數設計

1.3.1開關管

逆變器允許輸出峰值電流為

Im=3Iom=3*5.5A=16.5A

所以開關管選擇額定電壓為600V，額定電流30A。

1.3.2 LC濾波

L為工頻電感，電感量可選為1～3mH。為減小噪聲，選閉合鐵芯，如OD型硅鋼鐵芯（400Hz）或鐵粉芯鐵芯。

C為工頻電容，可以選CBB61-10µF-250VAC。

1.4 整體電路（如下圖）

二、逆變控制電路的設計

2.1 SG3525結構框圖和引腳功能

逆變電源控制電路的核心是SPWM發生器。系統采用SG3525來實現SPWM控制信號的輸出，該芯片其引腳及內部框圖如下圖所示。

直流電源Vs從腳15接入后分兩路，一路加到或非門；另一路送到基準電壓穩壓器的輸入端，產生穩定的+5 V基準電壓。+5 V再送到內部(或外部)電路的其它元器件作為電源。

振蕩器腳5須外接電容CT ,腳6須外接電阻RT ,振蕩器頻率f由外接電阻RT和電容CT決定，f=1.18／RTCT ,逆變橋開關頻率定為10kHz，取CT=O．22μF，RT=5 kΩ。振蕩器的輸出分為兩路，一路以時鐘脈沖形式送至雙穩態觸發器及兩個或非門；另一路以鋸齒波形式送至比較器的同相輸入端，比較器的反向輸入端接誤差放大器的輸出。誤差放大器的輸出與鋸齒波電壓在比較器中進行比較，輸出一個隨誤差放大器輸出電壓高低而改變寬度的方波脈沖，再將此方波脈沖送到或非門的一個輸入端。或非門的另兩個輸入端分別為雙穩態觸發器和振蕩器鋸齒波。雙穩態觸發器的兩個輸出互補，交替輸出高低電平，將PWM脈沖送至三極管V1及V2的基極，鋸齒波的作用是加入死區時間，保證V1及V2不同時導通。最后，V1及V2分別輸出相位相差180°的PWM波。

2．2 SPWM調制信號的產生

要得到正弦電壓的輸出，就要使逆變電路的控制信號以SPWM方式控制功率管的開關，所得到的脈沖方波輸出再經過濾波就可以得到正弦輸出電壓。通過SG3525來實現輸出正弦電壓，首先要得到SPWM的調制信號，而要得到SPWM調制信號，必須得有一個幅值在l～3.5V，按正弦規律變化的饅頭波，將它加到SG3525腳2，并與鋸齒波比較，就可得到正弦脈寬調制波實現SPWM的控制電路框圖,如圖下所示。

基準50Hz的方波是由555芯片生成的，用來控制輸出電壓有效值和基準值比較產生的誤差信號，使其轉換成50Hz的方波，經過低頻濾波，得到正弦的控制信號。當電源輸出電壓發生變化時，會改變正弦信號的幅值，使SG3525輸出脈寬也發生相應的變化，這就構成了一個閉合的反饋回路，能有效穩定輸出的波形。

三、其他回路設計

3.1 過電流保護電路

過電流保護采用電流互感器作為電流檢測元件，其具有足夠快的響應速度，能夠在IGBT允許的過流時間內將其關斷，起到保護作用。

從整體電路圖可知，過流保護信號取自CT2，經分壓、濾波后加至電壓比較器的同相輸入端，如上圖所示。當同相輸入端過電流檢測信號比反相輸入端參考電平高時，比較器輸出高電平，使D2從原來的反向偏置狀態轉變為正向導通，并把同相端電位提升為高電平，使電壓比較器一直穩定輸出高電平。同時，該過電流信號還送到SG3525的腳10。當SG3525的腳10為高電平時，其腳11及腳14上輸出的脈寬調制脈沖就會立即消失而成為零。

3.2 驅動電路的設計

驅動電路的設計既要考慮在功率管需要導通時，能迅速地建立起驅動電壓，又要考慮在需要關斷時，能迅速地泄放功率管柵極電容上的電荷，拉低驅動電壓。具體驅動電路如下圖所示。

其工作原理是：

1)當光耦原邊有控制電路的驅動脈沖電流流過時，光耦導通，使Q1的基極電位迅速上升，導致D2導通，功率管的柵極電壓上升，使功率管導通；

2)當光耦原邊無控制電路的驅動脈沖電流流過時，光耦不導通，使Q1的基極電位拉低，而功率管柵極上的電壓還為高，所以導致Q1導通，功率管的柵極電荷通過Q1及電阻R3速泄放，使功率管迅速可靠地關斷。

當然，對于功率管的保護同樣重要，所以在功率管源極和漏極之間要加一個緩沖電路避免功率管被過高的正、反向電壓所損壞。

如需減小電源體積，驅動電路可以選擇IR2110集成芯片。

3.3 欠壓電路

SG3525內部自帶欠壓保護，故不用設計。

四、逆變器的實驗結果

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關鍵詞：低壓微網；PQ控制；V/f下垂控制；阻性虛擬阻抗；旋轉坐標；孤島模式

中圖分類號：TM91 文獻標識碼：A

為協調大電網與分布式電源間的矛盾[1]，充分挖掘分布式能源為電網和用戶所帶來的價值和效益，近年來學者們提出了微電網（Microgrid）的概念[2-3].微電網是指由分布式電源（DG）、儲能系統、負荷和保護裝置匯集而成的配電網子系統.而與單純的分布式電源（DG）相比，微電網更能充分發揮微電源的各項優勢，并且實現微電源的大規模并網，同時可以向用戶提供不間斷電源（UPS）等服務.

微電網中的微電源包括光伏電池、風力發電機、燃料電池、微型燃氣輪機、蓄電池和高速飛輪等等，通常情況下需要通過電力電子裝置將其與常規配電網并網運行[4].對于像風力發電和光伏電池這樣的微電源，其輸出功率的大小受天氣影響較大，發電具有明顯的間歇性，這種微電源通常只發出恒定的有功功率或執行最大功率跟蹤，一般采用定功率PQ控制；對于像微型燃汽輪機、燃料電池、蓄電池等微電源，控制比較容易實現，既可以按照給定的有功無功進行控制，又可以實現電壓頻率V/f下垂控制，其中電壓頻率V/f下垂控制可以用于保證微電網電壓和頻率的穩定性[5-6].

在微電網中，對逆變電源的控制策略研究大多是集中在電壓幅值和頻率下垂控制策略方面，通過該控制策略，各個逆變電源相互獨立，在并網和孤島運行時不需要進行控制模式的切換，避免了運行模式切換引起的換控制策略失敗的可能.而針對微電網一般接入低壓配網中，各個微電源與并聯母線之間的線路阻抗主要是呈阻性[7]，而采用電感電流和電容電壓的逆變器輸出阻抗主要是呈感性，這樣便使得逆變電源輸出的有功和無功與逆變器輸出電壓的幅值、相位之間存在比較嚴重的耦合.

本文把逆變器輸出的各種因素都考慮在綜合等效線路阻抗中，先通過對傳統高壓大電網下垂控制[3]進行分析，采用旋轉坐標的方法，對傳統下垂控制進行了擴展，得到新的控制策略，在低壓電網的情況，實現了有功功率和無功功率的解耦，能夠有效地分擔變化的負載要求，這樣既能夠提高系統功率分擔的精度，同時也能夠為系統提高電壓及頻率的支撐.并且根據綜合等效線路阻抗一般呈阻感性，在逆變器控制策略中引入虛擬阻抗，并且合理設計逆變器控制參數，使得逆變器輸出阻抗呈阻性時可以采用簡單的有功調電壓幅值，無功調頻的下垂控制策略[8-9].

1低壓微電網結構

微電網中的電源多為微型電源，即含有電力電子接口的小型機組（小于100 kW） ，包括微型燃氣輪機、燃料電池、光伏電池以及超級電容、飛輪、蓄電池等儲能單元.根據微電網概念，提出了典型的低壓微電網基本結構如圖 1所示.

圖1所示的微電網整體呈輻射狀結構，微電網由多個分布式電源系統組成，主要的微電源包括如光伏電池、燃料電池、風電機組等可再生的新能源以及儲能裝置、控制器、負荷等組成.其中微電網通過主分離器與外部電網連接，當外部系統發生故障或者外部電能質量不能滿足微電網內用戶的要求時，該分離器動作使微電網轉入孤島運行.在饋線側則根據負荷的重要程度使用不同的供電方式.本文研究的微電網采用3個分散的DG單元和一個負荷通過線路和開關并聯于母線上，在公共連接點（PCC）通過開關和升壓變壓器連接到10 kV配電網上.

2低壓微網功率傳輸的理論修正

但是絕大多數微電源都是接于低壓配電網中，而低壓情況下線路參數主要呈阻性.由表1可知，在高壓系統中線路阻抗以感性為主，然而微電網常常是接入低壓配電網中，而在低壓系統中線路阻抗近似呈現出純阻性（R>>X）.表1給出了典型的線路參數以及各種典型的適合低壓微網的傳輸常用導線參數.從表中可知：適用于低壓微電網的導線阻抗比均大于1，說明其線路電阻不能忽略.因此，傳統的下垂控制將會導致有功和無功功率控制耦合及系統穩定性相關問題，因此傳統的下垂控制在低壓微電網中不再適用.

3逆變電源控制器的設計

微電源的控制方式與其類型有關，對于采用電力電子逆變器的微電源來說，通常有3種控制方式：并網狀態下的 PQ 控制，孤島狀態下的調速差droop控制[10-12]以及V/f下垂控制[13-14].采用傳統發電機接入微網的控制方式與傳統控制方式相似，作為微網大多采用微電源的形式.在并網模式下，要求儲能系統能夠平抑分布式電源的并網功率波動，減少功率波動對微電網系統的沖擊，為此，一般采用PQ控制；在孤島運行時能夠提供微電網系統的電壓和頻率參考，且能合理地分擔負荷的功率，維持整個系統的功率平衡，通常采用電壓頻率（V/f）下垂控制[15].

在圖7中，以電感電流瞬時反饋控制為內環，以電容電壓瞬時反饋控制為外環.輸出電壓與參考電壓信號進行比較，所得的誤差信號經過瞬時電壓環PI控制器當作電流內環的參考給定值.逆變橋輸出濾波電感電流與電流給定的參考信號相比較，得到的誤差信號經過瞬時電流環PI控制器作為 SVPWM 調制電壓信號.濾波電感電流內環的引入，使濾波電感電流成為可控的電流源，提高了系統的穩定性.同時，對包含在環內的擾動，能起到及時的調節作用，改善了系統性能.

4仿真分析

為了驗證本文所提出的方法，搭建了共有3（n=3時）臺逆變器的低壓微電網系統如圖1所示，微網中各逆變器的參數見表2和表3，根據微電源控制圖和電路模型，利用MATLAB R2011a/Simulink進行了仿真分析，為了便于分析，將微電源用直流電壓源代替.

由仿真波形圖可知，采用V/f下垂控制方法的DG的輸出電壓頻率在經過短時間的震蕩后，其頻率能夠穩定在50 Hz，三相輸出電壓幅值能夠恒定在其基準附近（本文仿真采用標么值，穩定在1附近）.當2 s時投入load3時，逆變器輸出的有功功率和無功功率發生變化，發出的有功功率和無功功率均增大，相應地，逆變器輸出電流增大，但能保持其電壓穩定在基準值附近.由以上分析可知，采用本文提出的V/f下垂控制的DG輸出的實時功率能夠快速穩定有效地追蹤系統內負荷的變化，從而維持孤島系統內的電壓和頻率穩定.

5結論

微電網的基本運行依賴于各個微電源，微電網存在兩種運行方式.本文在不同的運行模式下，設計了低壓微電網逆變電源的綜合控制策略.在聯網的模式下，微電源采用PQ控制，使得微電源發出指定的功率，且能夠保證不改變低壓配電網的電壓水平；在孤島模式下，采用V/f下垂控制策略，根據低壓線路參數呈阻性的特點，對傳統高壓大電網下垂特性進行修正，通過旋轉坐標正交變換矩陣，對電壓頻率V/f下垂控制進行了改進，使得傳統的V/f下垂控制得以擴展應用于低壓微網中，并能保證當系統功率變化時微電源與負荷之間的功率平衡，而對受外界條件影響較大的微電源，即功率源型微電源依舊采用PQ控制.通過MATLAB/Simulink仿真，驗證了控制策略的正確性與有效性，為后續工作奠定了基礎.

參考文獻

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>> 基于FPGA+DSP的高速中頻采樣信號處理平臺的實現 光伏逆變輔助電源的設計 基于DSP平臺的人民幣編號識別系統的設計與實現 基于DSP的可擴展實驗平臺的設計與實現 基于DSP平臺的語音編解碼模塊的設計與實現 銀河飛騰DSP平臺以太網接口的設計與實現 基于STM32的數控穩壓電源的設計與實現 基于單片機的數控直流穩壓電源設計與實現 數字中頻接收機的設計與實現 數字中頻調制解調系統的設計與實現 基于EDA技術的航空電源逆變控制電路設計 X―DSP ALU與移位部件的設計與實現 數控電火花加工脈沖電源的設計與實踐 便捷式數控電源的設計與制作 基于DSP的穩定平臺設計 基于DSP的單相正弦波變頻電源設計與應用 基于FPGA+DSP的數字中頻收發機的設計 數控沙盤系統的設計與實現 基于FPGA數控變頻電源的設計 數控穩壓電源的設計 常見問題解答 當前所在位置：

關鍵詞：逆變電源；串聯諧振；數字信號處理器（DSP）

DOI： 10.3969/j.issn.1005-5517.2013.10.008

引言

隨著電力電子技術、信號處理技術及計算機控制技術的迅速發展和廣泛應用，對逆變電源的性能及效率等要求也越來越高。串聯諧振中頻逆變電源是感應加熱的關鍵設備，在現代工業生產中，熔煉金屬及對工件進行透熱、淬火和彎管等，常常采用中頻（150Hz～20kHz）諧振逆變電源裝置作為感應加熱電源。

傳統的串聯諧振中頻逆變電源控制仍然多為模擬控制或模擬與數字相結合的控制系統[1-2]，存在如控制電路結構復雜、采用較多的元器件，體積龐大、電源一致性差；系統工作不穩定、控制精度不高、開發調試復雜等缺點。克服以上缺點的方法是應用數字處理技術，將傳統的模擬電源升級改造為數字化電源（DPS：Digital Power Supply）。數字電源控制電路的核心器件是數字信號處理器（DSP），通過微處理器的精確運算來控逆變電源的各項性能和工作全過程，使控制電路高度集成、簡化，且實現了數控化。本文設計了基于DSP芯片TMS320LF2407的10kW/10kHz 的串聯諧振中頻逆變電源，并通過試驗驗證了該設計方案的有效性和可行性。

中頻逆變電源設計

電源主電路設計

串聯諧振中頻逆變電源系統主電路結構如圖1所示。三相380V/50Hz交流電經空氣開關、熔斷器后加到由二極管模塊組成的三相不控整流橋，三相整流橋輸出的直流電壓Ud經電解電容Cd濾波成平直的電壓，再加到由四個IGBT和四個反并聯二極管組成的單相全橋逆變器，逆變器輸出的電壓Uo經中頻變壓器T隔離并降壓后送到由補償電容C和負載感應器Lo組成的串聯諧振電路的兩端。中頻變壓器T用于負載匹配，感應線圈等效電感Lo和電阻R以及諧振電容C組成變壓器次級串聯諧振槽路。

串聯諧振逆變電源工作原理

串聯諧振逆變電源等效電路如圖2所示，其移相控制原理及工作過程分析如下[3]：

圖2所示的主電路的控制采用了如圖3所示的移相控制策略。其基本原理是：檢測逆變器輸出電流 利用其過零點來產生滯后橋臂管VT4的驅動信號4gVTu（VT2管的驅動信號2gVTu與之互補）；由VT1和VT3組成的超前橋臂的驅動信號1gVTu和3gVTu 分別超前于4gVTu和2gVTu，超前的角度為移相角α或者調節逆變橋輸出電壓的寬度o u，從而調節基波電壓的幅值，就能對電路輸出功率調節進行調節。

數字鎖相環（DPLL）控制

串聯諧振逆變電路工作在諧振狀態時，諧振回路呈電阻性，工作頻率等于負載的諧振頻率。由于逆變輸出所接負載的規格不同，感應線圈的等效電感和等效電阻也將改變，諧振頻率會發生變化，如果不改變逆變電路IGBT的驅動頻率，將使逆變器偏離諧振點，不僅使逆變橋上IGBT偏離零電流開關點，而且引起開關損耗增大，當逆變器工作頻率高于負載諧振頻率較大時，在一定的P值下，還會使負載阻抗增大，逆變器的無功功率增加，輸出功率因數下降，功率容量不能充分利用。因此逆變控制系統必須具備頻率跟蹤功能，使逆變器的工作點保持在諧振點附近，從而實現IGBT的ZCS開關，并且有效利用逆變器的輸出功率容量。一般的頻率跟蹤采用鎖相環控制（PLL），通過檢測輸出電壓和電流的相位差，控制鎖相環電路的觸發信號輸出頻率，達到頻率跟蹤的目的。本設計采用基于DSP技術的數字鎖相環（DPLL）來實現頻率

的自動跟蹤[4]。

串聯諧振中頻逆變電源系統結構框圖如圖4所示。電源控制系統采用以TMS320LF2407為控制核心的硬件控制平臺，傳感器采集的各種檢測信號經轉換后作為DSP的輸入信號，DSP根據檢測輸入的信息對系統進行實時控制，逆變器中功率主開關管的驅動信號由DSP的事件管理模塊EV產生，并對最終產生的PWM波形輸出進行死區控制；通過對負載電流和電壓的檢測、采樣、濾波、電平轉換和A/ D 變換處理后，與給定頻率作比較，進行頻率鎖相跟蹤及移相功率控制；當過流或過壓等故障信號產生時，硬件電路會封鎖逆變器的觸發信號來實現保護功能，同時，保護信號會使中斷口XINT發生中斷，立即進行系統的其他保護處理。系統具有電壓、電流、工作頻率及諧振頻率等各項參數的顯示；電路設有過流、過壓、過熱、缺相等全面的保護系統，并指示出各種故障便于維修；同時，還具有上下位機通訊功能，可以實現遠程網絡化控制或用計算機自動控制[5]。

實驗結果及結論

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關鍵詞：逆變電源； 并聯-并網； DCS控制； 反孤島測試

中圖分類號：TN86-34 文獻標識碼：A 文章編號：1004-373X(2011)24-0023-03

Electrical Energy Reuse Technique in Parallel-interconnection of Inverting Power Supplies

Xin Hua-mei

(College of Physics and Electronics, Shandong Normal University, Jinan 250014, China)

Abstract： An electrical energy reuse technique in parallel-interconnected inverting power supply based on DSP and DCS control is proposed. It adopts DCS control technology to achieve centralized management and decentralized control. The parallel technology employed in solar power inverter is also used to achieve the synchronization of the inverting power supply output parameters and anti-islanding detection of power grid. The methods to achieve electrical energy reuse and effectively improve the control flexibility and versatility of parallel-interconnected system are also studied. Testing results show that the electrical energy consumed by the form of heat energy can be changed into reusable electrical energy and reused by other electrical equipments. The technology can effectively achieve the energy conservation and improve economic benefits.

Keywords： inverting power supply; parallel-interconnection; DCS control; anti-islanding detection

收稿日期：2011-08-26

基金項目：科技型中小企業技術創新基金項目（2003CB716202）；山東省科技發展計劃資助項目（2010GGX10136）

0 引 言

當今世界能源問題日益突出，能源的短缺和不可再生能源的消耗已經嚴重制約了經濟的發展。世界各國都在尋找新的能源形式，以滿足日益增長的能源需求，同時大力提倡節能、環保，相繼制定了商業用電、工業用電和各類電器的限電和節能標準及措施。電源、電力電子、發動機制造等行業，在生產過程中通常使用阻性負載進行帶載測試、調試和老化等，消耗的能量一般都以熱能的形式耗費掉，存在大量的電能浪費現象。據不完全統計，僅僅電源制造行業每年浪費的電力就超過了11 000萬kW，相當于一個裝機容量為10萬kW的發電廠45天滿負荷工作的發電量。因此，如何將這些以熱能形式耗費掉的電能轉換為可再利用的電能，并與市電電網進行并網，以直接供給其他電氣設備使用或終端用戶使用，從而進一步降低生產成本，提高經濟效益，已成為一個熱門的研究課題。

目前國內外關于并網發電技術的研究主要包括電網的反孤島測試技術［1-4］和輸出參數同步技術［5］。對于DC/AC逆變電源多機并聯的技術研究主要包括集中控制法、主從控制法、分散邏輯控制法和外特性下垂直法等方法［6-7］。本文提出了一種逆變電源并聯-并網電能再利用技術，利用DCS控制技術實現集中管理分散控制，利用太陽能并網發電逆變電源中的并網技術實現逆變電源輸出參數的同步和電網的反孤島測試，同時利用DSP數字信號處理系統抑制多機并聯系統中的環流效益［8］。

1 電能再利用技術原理

1.1 電能能量流程

逆變電源并聯-并網電能再利用技術，主要是對制造業耗費的電能進行二次利用，提高電能利用率，降低電能消耗，把制造業以熱能形式消耗的能量轉換為與電網同頻、同相位、同電壓幅度的電能，一方面可將產生的電能直接給終端設備供電，另一面將產生的電能送到市電電網供其他終端用戶利用，同時可以將多臺小功率逆變電源進行并聯，通過系統控制協議產生主機，并利用主機控制從機輸出參數，實現系統輸出的一致性，能夠有效地提升系統的輸出功率和系統輸出的可靠性，電能再利用的能量流程如圖1所示。

1.2 電能控制原理

逆變電源多級并聯-并網電能再利用技術能夠自主識別該系統處于離網狀態還是并網狀態，并判定系統輸出參數來自電網還是主機；當系統處于并網狀態時，把電網視為虛擬主機；當系統處于離網狀態時，通過CAN總線的競爭機制去確定該系統的主機。

CAN總線是開放式、數字化、多點通信的控制系統局域網絡，以全網廣播為基礎，可采用多主通信方式，利用CAN總線發送爭主廣播，采用競爭方式獲取多機并聯系統的主機。主機確定后，主機將多機并聯系統的輸出參數通過CAN總線發送給從機，從機根據這些參數進行調整，通過計算有功、無功功率等，并將計算結果反饋到SPWM調制系統，自動實現輸出電流的均流［7-9］。

2 電能再利用技術實現

2.1 技術方案

逆變電源多級并聯-并網電能再利用技術采用自上而下的設計思想，首先對逆變電源多機并聯系統結構進行理論分析，建立系統模型，利用EDA設計工具對該多機并聯系統模型進行計算機仿真，確定系統模型中各功能模塊系數及其輸入/輸出參數，并且確定系統設計方案的可行性；然后對各功能模塊分別進行計算機仿真，確定各測試點的數據，并進行系統的可靠性分析，如容差分析、SI/PI分析、電磁兼容分析和同溫度條件下系統的參數分析。

基于上述思想，電能再利用采用的具體技術方案如圖2所示。

2.2 結構設計

逆變電源多級并聯-并網電能再利用技術，主要包括并網-離網狀態自動識別、電網的反孤島測試、多機并聯數量控制［9-10］、多機并聯的均流控制等功能單元的設計，具體結構如圖3所示。

2.2.1 并網-離網狀態自動識別

并網-離網狀態自動識別主要是通過電網反孤島測試技術和電網和逆變電源的輸出參數檢測時序，識別該逆變電源多機并聯-并網發電系統是否連接到市電網絡中，從而實現系統的不同控制策略。具體是對輸出端口加載一個特定的信號，并檢測輸出信號，以此判定負載阻抗特性，進而判斷本項目系統是否與電網相連接。

2.2.2 電網的反孤島測試

電網的反孤島測試主要通過測試輸出信號的頻率偏移和相位偏移，可以在3個正弦周期內檢測電網的“孤島效應”，電網孤島測試時間不超過6個正弦波周期。

2.2.3 多機并聯數量控制

多機并聯數量控制主要是通過DCS控制技術，即采用分散控制、集中管理方式，將大量計算分散到各逆變電源的DSP處理器中進行，CAN總線的通信波特率最高可達1 Mb/s（此時最長距離為40 m）；

2.2.4 多機并聯的均流控制

多機并聯的均流控制主要是采用4路反饋控制，即輸出電壓有功功率、無功功率反饋、輸出電流反饋和輸出電流直流反饋控制，利用150 MHz處理速度的DSP芯片，通過實時計算多機并聯系統中輸出有功功率和無功功率，以及各逆變電源的輸出有功功率和無功功率，實現精確調整各逆變電源的SPWM波形，進而抑制多機并聯系統中的環流效益，提高各逆變電源輸出信號精度。

3 結 語

本文提出了一種逆變電源多級并聯-并網電能再利用技術，通過采用基于DSP數字信號處理器的DCS控制的多機并聯-并網技術，即利用DCS控制技術實現集中管理分散控制，借鑒太陽能并網發電逆變電源中的并網技術實現逆變電源輸出參數的同步和電網的反孤島測試，并利用DSP數字信號處理系統提高系統的控制靈活性和通用性，將以熱能形式耗費掉的電能轉換為可再利用的電能，同時與市電電網進行并網，以直接被其他電氣設備使用或供其他終端用戶使用，從而進一步降低生產成本，提高經濟效益，對我國的節能降耗、國防軍工建設、新能源利用等有著重要的意義。

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篇5

關鍵詞：獨立式；太陽能；光復逆變電源

一、獨立光伏發電系統組成

獨立運行太陽能光伏發電系統主要由太陽能電池方陣，蓄電池組，控制器和逆變器四部分構成。

1.1太陽能電池方陣

光伏電池是組成太陽能光伏發電系統最基本的單位。但單體光伏電池發出的電能很小，工作電壓約0.45~0.5V，工作電流20~25mA/cm2，而且是直流電，在大多數情況下很難滿足實際應用的需要。為滿足負載要求的輸出功率，一般都將電池組串并成太陽能電池組件。

1.2蓄電池組

太陽能發電系統只能在日間有陽光的時候才能發電，而多數情況人們主要在夜間大量用電，所以需要存儲太陽能電池方陣發出的電能并隨時向負載供電。光伏系統對蓄電池組的要求是：1、自放電率低；2、使用壽命長；3、深放電能力強；4、充電效率高；5、少維護或免維護；6、工作溫度范圍寬；7、價格低廉。配套200Ah以上的鉛酸蓄電池，一般選用固定式或工業密封免維護鉛酸電池；

1.3控制器

控制器是光伏發電系統的核心部件之一，主要用于實現整套系統地充、放電管理。太陽能光伏陣列發出的直流電能，經過控制器對蓄電池充電，在蓄電池未充滿時，控制器的作用是最大限度地對蓄電池充電，當蓄電池被充滿時，控制太陽能充電，使蓄電池處于浮充狀態。當蓄電池放電至接近蓄電池過放點電壓時，控制器將發出蓄電池電量不足報警并切斷蓄電池的放電回路，以保護蓄電池。隨著光伏產業的發展，控制器的功能越來越強大，有將傳統的控制器、逆變器以及監測系統集成的趨勢，如AES公司的SPP和SMD系列的控制器就集成了上述三種功能。

1.4逆變器

對逆變器的基本要求是：

1、能輸出一個電壓穩定、頻率穩定的交流電，無論是輸入電壓發生波動還是負載發生變換，都要能達到一定的電壓精度；

2、具有一定的過載能力，一般能過載125%~150%；

3、輸出電壓波形含的諧波成分應盡量少；

4、具有短路、過載、過熱、過電壓、欠電壓等保護功能和報警功能，且具有快速的動態響應。

二、逆變電源基本工作原理及逆變電路設計

2.1逆變電源基本工作原理

逆變電源的拓撲結構很多，各自的工作過程不完全相同，但最基本的逆變過程是相同的。下面以最基本的單相橋式逆變電路為例，具體說明逆變器的“逆變”過程。單相橋式逆變電路如圖1所示，T1，T2，T3，T4是橋式電路的4功率管，由電力電子器件及輔助電路組成。輸入直流電壓為Vcc，Z代表逆變器的負載。當開關T1、T4接通時，電流流過T1，Z和T4，負載上的電壓極性是左正右負；當開關T1、T4斷開，T2、T3接通時，電流流過T2，Z和T3，負載上的電壓極性反向，把直流電變成了交流電。改變兩組開關的切換頻率就可以改變輸出交流電頻率，得到的是正負半周對稱的交流方波電壓。負載為純阻型時，負載電流電壓波形相同，相位也相同；負載為感性時，電流滯后于電壓，波形也不同。

2.2逆變電路設計

逆變電路的功能是將升壓得到的高壓直流電經SPWM全橋逆變，變成220V的SPWM電壓，再經輸出濾波電路濾波為220V、50Hz正弦交流電壓輸出，包括功率橋的設計、控制電路設計和保護電路設計。

2.2.1逆變環節的主電路

如圖2所示為逆變環節主電路圖。對輸入的直流電進行SPWM調制，經過LC濾波輸出，采用電壓瞬時值反饋，對輸出電壓進行采樣隔離，反饋信號送給控制芯片經過A/D變換保存，得到脈寬控制量，通過SPWM生成環節產生各功率管的開關信號，控制功率管的通斷，使輸出電壓盡可能跟蹤基準正弦給定信號。

2.2.2控制電路設計

逆變環節的任務是使直流變交流，為使交流輸出電壓穩定，本系統采用閉環控制，對輸出電壓進行采樣分析，系統中CPU根據采樣電壓值來控制SPWM波發生器輸出SPWM參數，產生SPWM波驅動逆變橋，從而得到穩定的交流電。系統CPU采用ATB9C51，SPWM波發生器采用SA838單相SPWM波發生器，功率逆變橋選用PS21865，其內部集成了驅動電路，因而外部驅動電路可以不再添加。控制電路功能包括：控制脈沖產生，交流輸出穩定，保護和報警顯示，電路框圖如圖3所示。

三、逆變器控制方案比較

光伏逆變器的性能很大程度上決定了整個光伏發電系統的性能和效率，隨著光伏發電系統的應用越來越廣，人們對光伏逆變器輸出電壓的質量要求也越來越高，不僅要求逆變器的輸出電壓穩定以及工作可靠，而且要求其輸出電壓正弦度高。所以光伏逆變器的控制技術也得到了不斷的發展。

逆變器要實現輸出純正弦波，控制方案的實現通常分為模擬控制和數字控制，具體實現方案有如下幾種。

（1）模擬控制。控制脈沖的生成，控制算法的實現全部由模擬器件完成。優點是技術非常成熟，有很多可以參考的實例。但其存在很多固有的缺點：控制器的元器件比較多，電路復雜，所占的體積較大；靈活性不夠，硬件電路設計好了，控制策略就無法改變；調試不方便，由于所采用器件特性存在差異，致使電源一致性差，且模擬器件工作點的漂移導致系統參數漂移。逆變電源數字化控制是發展的趨勢，是現代逆變電源研究的一個熱點。

（2）由單片機實現數字控制。為改善系統的控制性能，通過A/D轉換器，將微處理器與系統相連，在位處理器中實現數字控制算法，然后通過輸入、輸出口或脈寬調制口（PWM）發出開關控制信號，微處理器還能將采集的功率變換裝置工作數據顯示或傳送至計算機保存。一些控制中所用到的參考值可以存儲在微處理器的存儲器中，并對電路進行實時監控。微處理器的使用在很大程度上提高了電路系統的性能，但由于微處理器運算速度的限制，在許多情況下，這種微處理器輔助的電路系統仍舊要用到運算放大器等模擬控制元件。

（3）由DSP實現數字控制。隨著大規模集成電路、現代可編程邏輯器件及數字 信號處理器（Digital Signal Processor，DSP）技術的發展，逆變電源的全數字化控制成為現實。DSP能夠實時地讀取逆變電源的輸出，并實時地計算出PWM輸出值，使得一些先進的控制策略應用于逆變電源控制成為可能，從而可對非線性負載動態變化時產生的諧波進行動態補償，使輸出諧波達到可以接受的水平。但DSP入門門檻較高，開發成本高，造價也較高。

結束語

太陽能作為綠色生態能源，以光伏技術與電力電子技術為依托，結合我國的實際利用它為人類服務，是能源工作者的重要任務之一。充分利用這些無電地區的太陽能資源，有計劃、有步驟地推廣光伏技術，解決缺電地區的用電問題，促進這些地區的經濟文化發展，提高人口素質，對于全國的平衡協調發展，縮小地區間差距，均具有戰略與現實意義。

參考文獻：

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篇6

引言

電源是電子設備的動力部分,是一種通用性很強的電子產品。它在各個行業及日常生活中得到了廣泛的應用，其質量的好壞極大地影響著電子設備的可靠性,其轉換效率的高低和帶負載能力的強弱直接關系著它的應用范圍。方波逆變是一種低成本，極為簡單的變換方式，它適用于各種整流負載，但是對于變壓器的負載的適應不是很好，有較大的噪聲。

本文依據逆變電源的基本原理，利用對現有資料的分析推導,提出了一種方波逆變器的制作方法并加以調試。

1 系統基本原理

本逆變電源輸入端為蓄電池（＋12V，容量90A·h），輸出端為工頻方波電壓（50Hz，310V）。其結構框圖如圖1所示。

目前，構成DC/AC逆變的新技術很多，但是考慮到具體的使用條件和成本以及可靠性，本電源仍然采用典型的二級變換，即DC/DC變換和DC/AC逆變。首先由DC/DC變換將DC12V電壓逆變為高頻方波，經高頻升壓變壓器升壓，再整流濾波得到一個穩定的約320V直流電壓；然后再由DC/AC變換以方波逆變的方式，將穩定的直流電壓逆變成有效值稍大于220V的方波電壓；再經LC工頻濾波得到有效值為220V的50Hz交流電壓，以驅動負載。

2 DC/DC變換

由于變壓器原邊電壓比較低,為了提高變壓器的利用率,降低成本,DC/DC變換如圖2所示，采用推挽式電路，原邊中心抽頭接蓄電池，兩端用開關管控制，交替工作，可以提高轉換效率。而推挽式電路用的開關器件少,雙端工作的變壓器的體積比較小,可提高占空比,增大輸出功率。

    雙端工作的方波逆變變壓器的鐵心面積乘積公式為

AeAc=Po(1＋η)/(ηDKjfKeKcBm)    （1）

式中：Ae(m2)為鐵心橫截面積；

Ac(m2)為鐵心的窗口面積；

Po為變壓器的輸出功率；

η為轉換效率；

δ為占空比；

K是波形系數；

j(A/m2)為導線的平均電流密度；

f為逆變頻率；

Ke為鐵心截面的有效系數；

Kc為鐵心的窗口利用系數；

Bm為最大磁通量。

圖3

    變壓器原邊的開關管S1和S2各采用IRF32055只并聯，之所以并聯，主要是因為在逆變電源接入負載時，變壓器原邊的電流相對較大，并聯可以分流，可有效地減少開關管的功耗，不至于造成損壞。

PWM控制電路芯片SG3524，是一種電壓型開關電源集成控制器,具有輸出限流,開關頻率可調,誤差放大,脈寬調制比較器和關斷電路,其產生PWM方波所需的外圍線路很簡單。當腳11與腳14并聯使用時,輸出脈沖的占空比為0～95％,脈沖頻率等于振蕩器頻率的1/2。當腳10（關斷端）加高電平時,可實現對輸出脈沖的封鎖,與外電路適當連接,則可以實現欠壓、過流保護功能。利用SG3524內部自帶的運算放大器調節其輸出的驅動波形的占空比D，使D>50％，然后經過CD4011反向后，得到對管的驅動波形的D<50％，這樣可以保證兩組開關管驅動時，有共同的死區時間。

3 DC/AC變換

如圖3所示，DC/AC變換采用單相輸出，全橋逆變形式，為減小逆變電源的體積，降低成本，輸出使用工頻LC濾波。由4個IRF740構成橋式逆變電路，IRF740最高耐壓400V，電流10A，功耗125W，利用半橋驅動器IR2110提供驅動信號，其輸入波形由SG3524提供，同理可調節該SG3524的輸出驅動波形的D<50％，保證逆變的驅動方波有共同的死區時間。

圖4

    IR2110是IR公司生產的大功率MOSFET和IGBT專用驅動集成電路，可以實現對MOSFET和IGBT的最優驅動，同時還具有快速完整的保護功能，因而它可以提高控制系統的可靠性，減少電路的復雜程度。

IR2110的內部結構和工作原理框圖如圖4所示。圖中HIN和LIN為逆變橋中同一橋臂上下兩個功率MOS的驅動脈沖信號輸入端。SD為保護信號輸入端，當該腳接高電平時，IR2110的輸出信號全被封鎖，其對應的輸出端恒為低電平；而當該腳接低電平時，IR2110的輸出信號跟隨HIN和LIN而變化，在實際電路里，該端接用戶的保護電路的輸出。HO和LO是兩路驅動信號輸出端，驅動同一橋臂的MOSFET。

IR2110的自舉電容選擇不好，容易造成芯片損壞或不能正常工作。VB和VS之間的電容為自舉電容。自舉電容電壓達到8.3V以上，才能夠正常工作，要么采用小容量電容，以提高充電電壓，要么直接在VB和VS之間提供10～20V的隔離電源，本電路采用了1μF的自舉電容。

    為了減少輸出諧波，逆變器DC/AC部分一般都采用雙極性調制，即逆變橋的對管是高頻互補通和關斷的。

4 保護電路設計及調試過程中的一些問題

保護電路分為欠壓保護和過流保護。

欠壓保護電路如圖5所示，它監測蓄電池的電壓狀況，如果蓄電池電壓低于預設的10.8V，保護電路開始工作，使控制器SG3524的腳10關斷端輸出高電平，停止驅動信號輸出。

圖5中運算放大器的正向輸入端的電壓由R1和R3分壓得到，而反向輸入端的電壓由穩壓管箝位在＋7.5V，當蓄電池的電壓下降超過預定值后，運算放大器開始工作，輸出跳轉為負，LED燈亮，同時三級管V截止，向SG3524的SD端輸出高電平，封鎖IR2110的輸出驅動信號。

    過流保護電路如圖6所示，它監測輸出電流狀況，預設為1.5A。方波逆變器的輸出電流經過采樣進入運算放大器的反向輸入端，當輸出電流大于1.5A后，運算放大器的輸出端跳轉為負，經過CD4011組成的R?S觸發器后，使三級管V1基級的信號為低電平，三級管截止，向IR2011的SD1端輸出高電平，達到保護的目的。

調試過程遇到的一個較為重要的問題是關于IR2110的自舉電容的選擇。IR2110的上管驅動是采用外部自舉電容上電，這就使得驅動電源的路數大大減少，但同時也對VB和VC之間的自舉電容的選擇也有一定的要求。經過試驗后，最終采用1μF的電解電容，可以有效地滿足自舉電壓的要求。

圖8、9、10

5 試驗結果及輸出波形 

DC/DC變換輸出電壓穩定在320V，控制開關管的半橋驅動器IR2110開關頻率為50Hz，實驗的電路波形如圖7～圖14所示。

圖11、12、13、14

篇7

關鍵詞：計算機仿真技術 級聯 全橋逆變器 Saber軟件

中圖分類號：TM912 文獻標識碼：A 文章編號：1672-3791（2016）09（b）-0001-03

Abstract： The paper based on Saber simulation technology， by means of principle analysis， computer simulation and prototype experiment， a high-efficiency， high-power density， Low harmonic component cascaded inverter. Computer simulation technology play an important role in schemes selection， parameters design， loop design， stability analysis and other links， reduces the development period and the cost considerably. The prototype has high system stability and Reliability. A conclusion has been drawn that computer simulation technology was not only beneficial to theoretical study and teaching， but also has important significance in engineering practices.

Key Words： Computer simulation technology； Cascaded； Full-bridge inverter； Saber simulation software

S著計算機技術的飛速發展，計算機仿真技術在電力電子技術的研發中占有日益重要的地位。利用仿真軟件，研發周期和成本大大縮減，仿真具有相當的精確性，在實際調試階段仿真結果具有可觀的可參考性。計算機仿真技術在國內的部分大型企業、高校、研究所已經引起了重視，然而中小企業的研發往往忽略仿真步驟，依靠經驗來嘗試并確定器件參數。目前主流仿真軟件主要有以下幾種，PSPIC較適合小功率場合，然而它在磁性元件的仿真上不盡如人意，運算速度較慢；MATLAB兼容度很高，運行速度較快，控制系統運用較多，但MATLAB中的器件多為理想模型，精確性較差，仿真結果與實際有較大不同；Saber器件庫中包含大量主流實際器件型號，并且根據用戶要求可建立特殊的器件仿真模型，進行系統級的混合信號仿真，運算速度快，精確度高，仿真結果與實際情況接近。該文選擇Saber軟件對級聯式全橋逆變電源的LC濾波器設計進行仿真分析。

1 相移載波SPWM級聯式全橋逆變器的工作原理

兩級級聯式全橋逆變電源的功率電路由兩個單相全橋逆變器串聯組成，如圖1所示，它具有兩個相互獨立的直流輸入電壓E1、E2，橋臂輸出電壓UAB經過LC低通濾波器后輸出電壓為正弦交流電。級聯式全橋逆變器的控制電路中，包含電壓電流雙閉環控制，各個H橋都采用單極性倍頻SPWM控制，H橋之間采用相移載波SPWM控制方式，開關管控制規律如表1所示。

2 SABER仿真

在對系統進行仿真之前，首先要利用Saber Sketch建立正確的仿真模型，在Parts Gallery中根據分類尋找需要的器件，正確連接各器件，最后在Porperty Ediotr對話框中定義各個器件的參數。搭建仿真模型完成后，要對仿真模型進行直流分析（DC Analysis），找出電路的DC工作點，之后可進行瞬態分析（Transient Analysis）、小信號頻響分析（Small-Signal Frequency Analysis）等。仿真結果波形用Saber Scope查看，且可對波形進行計算和測量。

2.1 仿真系統的構成

仿真模型遵循實際電路的結構，由功率電路及控制電路組成，仿真模型的功率電路如圖2所示。

2.2 仿真結果及分析

仿真參數：輸入電壓E1=E2=90 VDC，開關頻率f=20 kHz，基波頻率f0=400 Hz，輸出濾波電容為6.8μF，電感為60μH，圖3為仿真波形。

3 實驗結果

原理樣機的參數與仿真一致，兩級級聯式逆變器工作在額定電壓、額定功率下的實驗波形。圖4為原理樣機的實驗波形。（1）總橋臂輸出電壓UAB；（2）電感電流；（3）驅動波形；（4）濾波后的輸出電壓。

表2給出了樣機在滿載工況下的實驗數據。基于計算機仿真技術輔助設計開發的該級聯式逆變電源具有較好的外特性，具有高效率，且重量僅800 g，具有高功率密度，THD=0.7%。

4 結語

在該文所提及的兩級級聯式樣機研發過程中，計算機仿真技術起到至關重要的作用，在前期選擇方案時，運用計算機仿真技術大大提高了效率和正確率；在中期設計各器件參數時，計算機仿真結果具有重要的參考價值。基于理論分析計算與計算機仿真技術，在實際調試過程中做了有限的修改就得到了理想的效果。通過計算機仿真與實驗調試的合理結合，研發了一款具有高效率、高功率密度的級聯式逆變電源，計算機仿真技術不僅適用于理論研究和教學，在工程實踐中也具有非凡的意義。

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篇8

關鍵詞:逆變器;雙閉環控制;無差拍控制;DSP

中圖分類號:TP274文獻標識碼:A

文章編號:1004-373X(2009)12-189-03

Research of Deadbeat Control Inverter Based on DSP

QUAN Xiaoming,SHEN Quntai

(School of Information Science and Engineering,Central South University,Changsha,410083,China)

Abstract:With the wide use of high-performance digital signal processor,it is a natural trend that the traditional analog control of the inverter can be replaced by digital technology.Because the nonlinear loads cause the interference,inverter is hard to receive ideal control.This paper introduces a control method based on PI control strategy and non-deadbeat control method:Inverter control circuit of the current inner loop choose the optimized digital PI control methods,the voltage loop choose the no deadbeat control methods.This method combines the advantages of PI control and non-deadbeat control.Deadbeat control has good performance at transient state.And PI control is simple,easy parameter setting and robust.Finally,the simulation and test figures show that double-loop control method of the inverter receives a lot of advantage such as output waveform with a good,fast response,and better capacity adapt to the different loads.

Keywords:inverter;double-loop control;deadbeat control;DSP

0 引 言

隨著高性能DSP控制器的出現,采用數字化控制的UPS電源已成為現在研究的熱點[1]。基于DSP實現的數字雙閉環控制能有效提高電源系統的抗干擾能力,降低噪聲,提高效率和可靠性,進一步有利于電源的智能化管理、遠程維護和診斷。在逆變器的多種控制策略中,重復控制技術能有效消除非線性負載和干擾引起的波形畸變;滑模變結構控制方法能使系統運行于一種滑動模態,能保證系統的魯棒性;模糊控制和神經網絡控制等智能控制不依賴控制對象的數學模型,適應于非線性系統;無差拍控制能夠瞬時控制電壓,對負載有很強的適應能力,有輸出總諧波畸變少,損耗少等優點;PID控制簡單,并具有好的可靠性;新型數字化PID控制更能取得滿意的控制效果。各種控制策略各有優缺點,如果能把其中的兩種或幾種控制技術結合運用,將取得更好的輸出特性。基于此思想提出數字PID控制和無差拍控制技術相結合的控制策略[2]。理論和實踐證明,該方法具有廣泛的應用前景。

1 系統結構設計

該系統選用的TMS320F2812芯片是TI公司的TMS320C28x系列中的一種,其指令執行速度快,從而可以在此基礎上實現復雜的控制算法,優化系統的輸出特性。

基于該芯片的逆變電源系統框圖如圖1所示。整個系統由AC/DC,DC/DC,DC/AC,以及濾波電路和其他輔助電路構成。其中,DC/AC逆變器部分是整個系統的重要組成,逆變器采用單相全橋逆變電路,適應大功率場合。通過采樣電路采樣得到的輸出電壓和電流經過DSP的A/D轉換器轉換成數字信號,作為數字控制器的反饋信號,經與給定輸出信號比較后,再經過控制算法調節器和脈寬調制器得到SPWM波控制IGBT功率管的通斷,從而改變輸出電壓的值,使其與給定輸入電壓相等。給定參考電壓由軟件方式實現,因此信號穩定無溫漂、無干擾。這種控制方法在負載變化較快時仍然能保證輸出電壓不發生畸變[3,4]。

圖1 系統整體框圖

2 逆變器控制方案及其參數設計

2.1 逆變器建模及其控制策略研究

如圖2所示,圖中iL為電感電流;iC為電容電流;io為負載電流;uo為輸出電壓;R為逆變器負載電阻,VS1~VS4為逆變控制開關;r為電路阻尼電阻;L,C組成LC濾波器;E為逆變器輸入直流電源[5,6]。

取x(t)=[uo(t) iL(t)]T為狀態變量,平均電壓ui(t)和負載電流為系統輸入,則主電路的狀態方程為:

ddtx(t)=Ax(t)+B1uo(t)+B2io(t)

y=Dx

式中:A=C-1/L1/L0;B1=1/L0;

B2=0-1/C;D=[1 0]

離散化狀態方程,可以得到:

x(k+1)=Φx(k)+Γ1u(k)+Γ2io(k)

y(k)=Dx(k)

式中:

Φ=cos(ω0TS)(1/ω0C)sin(ω0TS)

-(1/ω0L)sin(ω0TS)cos(ω0TS)=

Φ11Φ12Φ21Φ22

Γ1=1-cos(ω0TS)

1ω0Csin(ω0TS)=Γ11Γ12

Γ2=-1ω0Csin(ω0TS)

1-cos(ω0TS)=Γ21Γ22

式中:TS為采樣周期;ω0為二階LC濾波器的諧振角頻率。

由此得出的電壓電流離散化狀態方程為:

uo(k+1)=Φ11uo(k)+Φ12iL(k)+Γ11ui(k)+

Γ21io(k)

iL(k+1)=Φ21uo(k)+Φ22iL(k)+Γ12ui(k)+

Γ22io(k)

圖2 逆變器等效電路及其控制策略框圖

針對該逆變器所設計研究的控制方法:采用雙閉環控制算法調節系統的動靜態特性,內環采用無差拍控制方法,是一種能夠瞬時控制電壓的有效手段,對負載具有很強的適應能力,尤其對非線性負載,輸出波形失真小,可以改善系統的動態響應特性;外環采用瞬時值的數字PI算法,輸出電壓的瞬時值信號直接反饋,與參考正弦電壓比較,使輸出電壓穩定在設定值上,并抑制輸出電壓的畸變。兩種控制算法能互相彌補各自控制上的不足,使系統得到較好的控制效果[7,8]。

2.2 電流內環

內環采用干擾無差拍控制策略,結合離散化狀態方程和系統主電路圖分析結果,可以得到無差拍控制實現方法為:

ui(k+1)=Γ12iref(k+2)-Φ22Γ12iref(k+1)-

Φ21Φ11Γ12uo(k)-Φ21Φ21Γ12io(k)-Φ21Γ11Γ12ui(k)-

Φ21Φ12Γ12iL(k)-Γ22Γ12io(k+1)

可以通過采用一個二階預估方法對負載電流io(k+1)進行預估有:

io(k+1)=3io(k)-3io(k-1)+io(k-2)

而iref(k+1)可從外環控制算法中得出。

2.3 電壓外環

電壓外環采用增量式PI算法,其差分方程可以表示為:

Δu(k)=KP[(uref(k)-uref(k-1)]-[uo(k)-

uo(k-1)]+KI[uref(k)-uo(k)]

PI調節器性能的好壞取決于KP,KI的選取。PI參數可以從理論上算出,但是由于系統參數的擾動性,采用仿真調試的方法來確定具有更實際的價值。

2.4 PWM波的生成

通過預估算法得到正弦參考電流iref(k),再根據內環控制算法可以算出uI(k),從而得到開關的控制時間,即PWM的脈沖時間,從kTS~(k+1)TS的采樣間隔內,IGBT的導通時間為[9]:

Ton(k)=ui(k)ETS

得到導通時間后,要進一步確定DSP中PWM輸出寄存器的值。從而使DSP實現了對IGBT的通斷時間的控制。

3 逆變器控制電路的仿真研究

搭建逆變器控制方法研究的仿真模型如下[10]:

主電路參數:電感L=10 mH,電容C=20 μF,額定阻性負載R=50 Ω,開關頻率fS=1/TS=10 kHz,直流電源電壓E=310 V,輸出電壓有效值uo=220 V,頻率f=50 Hz。

逆變器的主電路由直流穩壓電源模塊、全橋開關管模塊、LCR模塊、電壓、電流測量模塊、信號輸入模塊等部分組成;電壓外環采用Simulink模塊庫中的PI離散控制模塊;電流內環采用S函數子模塊。仿真結果如圖3所示。

圖3 阻性負載下輸出波形

如圖4所示,無論在阻性負載還是在感性負載下,閉環PID控制和無差拍控制相結合控制策略下的逆變器輸出波形從諧波或動態性能上都優于普通的單環控制。負載如何變化,即使存在擾動的情況下,都能很快地調節負載電壓和電流波形,輸出穩定的波形,而且諧波失真度低。試驗證明,該次設計取得了預想的成果。

圖4 感性負載下輸出波形

4 結 語

通過分析對在不同負載和不同環境下逆變電路的輸出電壓和電流波形,可以肯定該控制方法的可行性和優越性。

參考文獻

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篇9

【關鍵詞】雙動力場橋 超級電池 轉場系統

一、課題背景

近年來，國內很多專業集裝箱碼頭完成了場橋油改電工程，改造后場橋在箱區內的作業時使用市電，在轉場過程中仍使用柴油發電機組，即所謂“雙動力場橋”。場橋的轉場仍需柴油發電機組完成，市電―柴電的頻繁切換導致發動機磨損增加，場橋“零排放”未能實現，轉場靈活性降低影響作業效率。為此，使用新能源設備進行轉場成為油改點工程后各碼頭著手研究發展的課題之一。

二、系統可行性分析

系統可行性分析主要依據是場橋作業工況和技術參數，具體包括如下幾個條件：

安裝空間：系統需安裝在獨立機房內，稱作電池機房。根據場橋空間確定電池房外形尺寸最大為2.2m（L）*1.5m（W）*2.6m（H）。

輪壓負荷：根據場橋海陸兩側負荷情況進行輪壓計算，確定電池房的最大重量4噸。

系統性能：首先滿足在電池驅動下SOC保持在40%以上；其次連續轉向20次；最后滿足輔助設備不間斷供電。

三、系統設計方案

在可行性分析的基礎上得出系統設計的關鍵點包括儲能元件、逆變電源、電氣隔離、控制連鎖和系統安全等因素。

（一）儲存元件的選擇。常用的動力系統儲存元件主要為三種：傳統的VRLA電池、鋰離子電池和超級電池。三種元件的性能對比如下表所示：

如表一所示數據，綜合考慮使用超級電池為系統的儲存元件。超級電池共48節串聯，單節電池電壓12V，容量為120AH，最大放電電流可達到300A。電池組在10%SOC 時端電壓為580V，在100%SOC時端電壓為624V，滿足系統要求。

（二）逆變電源的選擇

根據場橋系統的要求，逆變電源的容量60KW、交流輸入電壓380VAC―480VAC、直流輸入電壓450VDC―750VDC、交流輸出電壓380VAC―480VAC，可是實現交直流輸入在線“零縫隙”切換。

（三）系統設計的思路。為了使場橋改造后司機的操作不受太大影響，設計思路要從直流主電路接口、交流主電路接口和控制電路接口三個方面著手。直流接口作外接式，即將電池直流母線和場橋變頻器直流母線外接，線路設置空氣開關、接觸器、二極管和保險等保護裝置，使外界系統做到安全隔離。交流接口為嵌入式，即將逆變電源“鑲嵌”在交流主電路中，同時設置旁路開關作為應急操作使用。控制接口設計到兩套系統之間的I/O聯絡，逆變電源的控制和保護，直流母聯的控制和保護，電池狀態監測和維護以及場橋電池用電時的控制和保護等。

（四）直流主電路。電池系統的直流連接為外接式，直流母線正極安裝二極管的目的是避免變頻器對電池組進行充電，直流母線負極安裝分流器進行電流采集、反饋和控制。

在電池側的直流母線上安裝了EPS（逆變電源）以供場橋系統控制電源和輔助設備以及電池系統輔助、控制電源使用。母線正極安裝二極管，作用是除了截止電池不充電外，保證EPS交直流切換時供電不間斷。

（五）交流主電路。電池系統和場橋系統在交流方面的連接方式為嵌入式，即將EPS嵌入接在輔助電路中。EPS交流進線來自場橋原電路，EPS輸出分返回場橋輔助變壓器供給場橋輔助電路和電池系統控制回路。

（六）控制回路

1.EPS啟停控制。EPS啟動命令包括維修用的上電開關和電瓶接觸器觸點，兩個啟動信號并聯接入EPS的外部控制端子。EPS的停止是通過在停止端子上接入緊停開關來實現的。另外，EPS具有自我保護功能，故障情況能自動關斷，同時反饋信號接入電池控制器用于切斷直流母聯。

2.直流母聯控制。在使用市電/柴電作業的情況下，母聯接觸器斷開，電池母線和變頻器直流母線隔離；在使用電池轉場作業時，電池控制器在檢測到市電/柴電信號無、控制電源合信號有、電池電量充足信號有以及母聯空氣開關、電池狀態良好等信號有的情況下，控制緩沖接觸器和主接觸器先后吸合，從而完成母聯連接，上述任何條件的不滿足，母聯將關斷。

3.充電控制。在使用市電/柴電作業的情況下，電池控制器檢測到市電/柴電信號有即對電池進行充電。充電過程分為恒流充電和涓流充電，同時冷卻風機間斷周期開啟，輔助電池房空調，為電池提供良好的環境溫度。

四、系統改造

系統改造包括平臺加固、電池房吊裝、電氣調試等工作：

（一）平臺加固。在原平臺14#槽鋼框架的基礎上，我們用14#槽鋼框架疊了一層，對平臺進行了加強改造， 同時在機房內側使用150*100方管安裝了機房的防撞護杠。

（二）平臺布置方案。在滿足元器件散熱空間和維修空間的基礎上，考慮配重平衡完成吊裝。

（三）電氣調試。安裝完成后，根據系統控制功能和技術性能要求進行調試，啟停控制、直流回路、交流回路、電池充放電以及極限工況測試均順利通過，技術性能達成設計指標的要求。

篇10

關鍵詞：直流高壓；Buck；半橋逆變；倍壓電路

中圖分類號：TN-9 文獻標識碼：A 文章編號：1009-3044（2013）10-2485-03

近幾年，隨著電子電力技術的發展，新一代功率器件，如MOSFET，IGBT等應用，高頻逆變技術的逐步成熟，出現了高壓開關直流電源，同線性電源相比較高頻開關電源的突出特點是：效率高、體積小、重量輕、反應快、儲能少、設計、制造周期短。但由于高頻高壓變壓器是高頻高壓并存，出現了新的技術難點：1）高頻高壓變壓器體積減小，頻率升高，分布容抗變小，絕緣問題異常突出；2）大的電壓變化比使變壓器的非線性嚴重化，漏感和分布電容都增加，使其必須與逆變開關隔離，否則尖峰脈沖會影響到逆變電路的正常工作，甚至會擊穿功率器件；3）高頻化導致變壓器的趨膚效應增強，使變壓器效率降低。鑒于上述情況，高頻高壓變壓器如何設計是目前研究的一個難點和熱點問題。該文的主要研究內容包括BUCK電路的分析設計、半橋逆變電路分析設計、倍壓電路的設計，以及系統仿真研究。

1 主電路設計

1.1 主電路的拓撲結構

這里主要介紹了一種基于BUCK調壓的小功率高壓電源。該電源能實現零電流軟開關（ZCS），并能方便的調節輸出電壓，因為利用了高頻變壓器的寄生參數，從而避免了尖峰電壓和電流。該電源的另一個特點是利用倍壓電路代替了傳統的二極管整流電路，減小了高頻變壓器的變比和寄生參數；尤其是主電路的控制采用了Buck電路和逆變電路的聯合策略，可十分方便、靈活地進行電壓調節；采用定頻定寬的逆變電路可利用高頻變壓器的寄生參數實現諧振軟開關。

1.2 BUCK電路工作原理

半橋逆變電路的優點是簡單，使用器件少。其缺點是輸出交流電壓的幅值Um僅為1/2且直流側需要兩個電容器串聯，工作時還要控制兩個電容器電壓的均衡。因此，半橋逆變電路常用于幾KW以下的小功率逆變電源。

2 控制電路分析及總結

通過該文高壓電源的設計過程，可以得到以下結論：

1）針對系統要求輸出電壓為0-15KV，且輸出功率為15W的情況，選用BUCK調壓電路與橋式逆變電路相組合得到高頻脈沖電壓，后經過高頻變壓器和倍壓電路完成升壓和整流作用。

2）BUCK閉環環節使用光電耦合器HCNR201進行電壓采樣隔離，MOSFET的隔離驅動使用HCPL4504和UCC27321共同完成，保證驅動電路工作的有效性和安全性。

3）逆變電路的控制電路由芯片SG3535和IR2110共同完成。SG3525控制器集成了過壓保護、過流保護、軟啟動、欠電壓鎖定、擊穿短路保護等功能保證控制信號的準確性。SG3525輸出的PWM信號通過兩片IR2110后驅動逆變電路的兩個橋臂，這保證了驅動信號間的死去時間，防止橋臂的直通現象。

4）電路設計中擯棄傳統工頻變壓器升壓模式，而采用高頻變壓器和倍壓電路共同完成升壓作用，在減小系統體積上有突出作用。

3 調試結果

4 結束語

本文介紹的一種基于BUCK調壓的小功率高壓電源，其特點是：1）采用了倍壓電路，減小了變壓器的變比，使其在工藝和制造上成為可能，并且能夠在一定條件下實現零電流軟開關，從而大大減小了開關損耗；2）該電源可以工作在110V、220V不同電壓下，因為開拓了國內外市場；3）該拓撲結構簡單，易于實現；4）該電源利用了DSP，實現了數字PI的實時控制，因而能良好的工作且實現遠程通信。

參考文獻：

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