導語：如何才能寫好一篇功率放大器，這就需要搜集整理更多的資料和文獻，歡迎閱讀由公務員之家整理的十篇范文，供你借鑒。

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    關鍵詞:功率放大器,集成TDA2030A,OCL

    1引言

    功率放大器簡稱功放,可以說是各類音響器材中最大的一個家族了,其作用主要是將音源器材輸入的較微弱信號進行放大后,產生足夠大的電流去推動揚聲器進行聲音的重放。

    2功率放大器的基本要求

    1)有足夠大的輸出功率

    2)效率要高

    3)非線性失真小

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【關鍵詞】功率合成;LDMOS功率管;全固態發射機

機載電子設備發射機的性能與新技術、新材料、新器件和新工藝的的發展密切相關，隨著新技術、新材料、新器件和新工藝的發展和微波功率放大器性能的不斷完善，進一步推動了全固態發射機性能的提高，使機載電子設備發射機向著高性能和高可靠性方向發展。

全固態發射機由多個微波功率放大器直接合成，或在空間合成得到所需要的輸出功率，具有工作電壓低、可靠性高、維修性好、全壽命周期費用低、機動性好等特點。現已廣泛應用在雷達、導航和電子對抗等領域。

1.金屬氧化物半導體場效應管

場效應晶體管FET的物理結構是一個整片半導體材料，其電流通路受到外加電壓的作用時，只有一種載流子起導電作用，按柵極物理結構不同可分為三種類型：結型場效應晶體管JFET、金屬半導體場效應晶體管MESFET和金屬氧化物半導體場效應晶體管MOSFET。MOSFET是在金屬和半導體之間加入了氧化物作為絕緣層， 金屬和半導體材料間有氧化層構成電容，其下有導電溝道，分增強型和擴散型。微波功率MOSFET

是電壓控制器件由珊極上的電壓來控制導電溝道寬度，因而具有大信號特性好、熱穩定性好，允許大面積有源區組合;可不用鎮流技術;當穩度上升時，漏極電流會減小等優良特性。MOSFET與雙極晶體管相比具有更低的噪聲電平輸出。目前LDMOSFET器件的工作頻率已達4GHz，連續波輸出功率已超過200W。

2.L波段高功率放大器工作原理

設計高功率放大器一般按照以下幾個原則進行;

（1）選擇合適的的晶體管。選擇晶體管的原則為工作頻率和輸出功率，晶體管的截止頻率不宜選的過高，高截止頻率意味安全值的降低。

（2）確定放大器級數，根據輸出功率和輸入功率信號的比值計算增益，合理分配各級放大器的增益，并保留一定的余量。

（3）設計阻抗變換電路，查出晶體管在給定的工作頻率，電源電壓以及輸出功率條件下的輸入和輸出阻抗，根據阻抗變換和諧波抑制的要求，設計輸入和輸出網絡。

（4）選擇合適的直流饋電電路。嚴格按照晶體管手冊中推薦的要求確定偏值，因為當工作改變時，晶體管的增益、阻抗都發生變化。

功率放大器的原理;一般分為小信號放大，激勵級，輸出級三部分。通常情況下功率放大器設計順序為：先設計輸出級，其次激勵級，最后小信號放大。

3.L波段高功率放大器的設計

3.1 主要技術指標

工作波段：L波段;輸出功率58dBm± 2dB;雜波抑制≥-60dBc;諧波抑制≥-35dBc;輸入功率0dBm。

3.2 設計方案

根據技術指標要求，采用三級放大方案;功率放大器有以下，三級放大器均為場效應管，組成全固態放大器;調制放大器為A類小信號線形放大器，激勵放大器和輸出放大器均為AB類，目的提高功率和增加效率。放大器之間加隔離器或環行器，保證放大器輸入輸出駐波良好。由于單個功率管的輸出功率達不到指標要求，輸出放大器采用功率合成技術以滿足輸出功率要求。

調制放大器和激勵放大器選用單片集成功率器件;其工作可靠，使用簡單。調制放大器選用HE160放大器，通過12V脈沖電源供電，實現脈沖調制和放大兩項功能，場效應管增益為26dB，將信號源送來的0dBm載波信號放大為26dBm;激勵放大器將調制放大器送來的脈沖射頻信號進行放大，采用NXP公司的功率管BLL6H0514-25，其增益為20dB，輸出功率25W。

輸出放大器提供最終的射頻輸出功率，因此它是功率放大器最重要的部分，設計難度很大;LDMOS管具有輸出功率高，熱穩定型好，功率增益高，頻帶寬等優點，因此采用NXP公司的LDMOS功率管BLA6H0912-DTS，技術指標如下：工作頻率L波段;輸出功率500W，增益為17dB，抗失匹配能力強，可靠耐用。當功率管選定后，影響帶寬和功率的主要因素就是外部電路，即輸入輸出匹配電路、饋電電路、功率分配器和功率合成器。詳敘如下：

（1）匹配電路。

匹配電路要使用雙共軛匹配法，匹配好壞的判斷標準是：功率增益是否到位、頻率帶寬是否到位、輸出波形有無失真、高低溫功率增益變化大小。功率管的輸入和輸出阻抗很小，在寬頻帶內很難匹配，生產廠商提供了經過驗證的匹配電路，可供參考。

（2）饋電電路。

通常有四種方式，如圖1所示;功率管的饋電電路包括柵極饋電和漏極饋電。

圖1 饋電電路

漏極起初采用λ/4波線的饋電方式，在調試時發現，在頻率的兩端功率和頻譜性能不能兼顧，易自激，故將饋電的微帶線從靠近匹配電路處割斷，而采用圖1c）所示的寬帶扼流圈進行饋電，即用Ф0.8漆包線在10Ω的功率電阻上饒四圈并聯供電，以擴展頻帶和防止低頻震蕩。整個頻段功率和頻譜性能均達到要求。

柵極采用λ/4波線的饋電方式，饋電源采用線形穩壓器供電。為維持恒定的穩態電流，柵極電壓須隨功率管結點溫度的變化進行調整，三極管BC847為溫度感應器，就近安裝在功率管旁邊;電阻單位為Ω;溫度在0℃～100℃變化時，Vgs=2.2V±0.7V。

（3）功率分配器和功率合成器

BLA6H0912-DTS輸出功率達500W，為滿足高低溫正常工作，高可靠性使用的目的。采用降額設計法，使每只功率管的輸出功率為350W，由于單個功率管的功率達不到要求，所以采用功率合成的方法得到的射頻脈沖功率為700W。功率分配器和功率合成器采用廣泛使用的Wilkinson二功分器。

4.測試結果

將各放大器和微波介質基板用微封裝技術進行組裝，功率管對接地要求很高，在裝配時散熱槽盡量保持平整，必要時用砂紙打磨，并在散熱槽內涂敷導電膠，然后用螺釘將功率管緊固在散熱槽內。在結構上根據信號流向，三級放大器各放一個腔體內，腔體之間通過微帶電容連接，電源通過穿芯電容供應;三個腔體加有蓋板以防泄露;實現了一個小型化的功率放大器的制作。外型尺寸為280mmx150mmx30mm，重量為1.5Kg。

通過測試，功率放大器技術指標如下：體積280x150x30mm3;輸出功率58dBm±2dB;雜波抑制≥65dBc;諧波抑制≥45dBc;達到或超過系統技術指標，滿足機載整機設備的要求。

5.結束語

文中介紹了L波段高功率放大器的設計原理和具體實現方法，該設計具有電路簡潔結構緊湊工作可靠的特點，目前在某型機載導航設備中得到了應用，效果良好。

參考文獻

[1]陳邦嬡.射頻通信電路[M].北京：科學出版社，2002.

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關鍵詞：功放 非線性 功率回退 前饋

中圖分類號：TN722 文獻標識碼：A 文章編號：1672-3791（2014）04（c）-0001-01

功率放大器是現代通信中一個重要的元件，現代通信系統趨向于使用線性調制方式，這就要求射頻系統具有很好的線性特性，因此，對功放的輸出進行線性化成為現代通信中一個重要的課題。

功率放大器的非線性分析。

設功放的輸入與輸出關系如下：

（1）

式中，是輸入電壓的瞬時值，是輸出電壓的瞬時值。若該函數的各階導數都存在，可把上式進行冪級數展開：

（2）

設，將其帶入上式可得：

（3）

設A=B且與很接進，那么高階分量的幅度隨階數增加而迅速下降，可忽略其影響；、、和離通頻帶較遠，可用濾波器濾除，而三階交調失真頻率和與基頻會很接近，難以用濾波器進行濾除，這是設計功放時要重點考慮的問題。

（1）功放的線性化技術。

功放的線性化技術除功率回退技術外，可分為兩類，其一是獲取功放的非線性特性進而來消除功放輸出信號中的非線性成分，如前饋技術；其二是給功放輸入恒定幅度的信號來避免功放的非線性失真，如EE&R技術。下面將分別闡述。

（2）功率回退技術。

功率回退技術是選用功率較大的管子讓其工作在小功率狀態。圖1是功放基波與三階交調特性曲線，當Pin超過Pin（1dB）以后，繼續增加輸入功率，輸出功率雖然會略有增加，但三階交調會急劇惡化，Pin每增加1dB，IMD3就會惡化2 dB：而如果從Pin（1 dB）每回退1 dB，IMD3可以改善2 dB，但是當功率回退到某種程度，繼續回退將不再改善功放的線性度。

1 這項技術的缺點

效率低，常用于對線性度要求不高的場合。

（1）前饋技術。

如圖2所示，主功放輸出信號耦合到下支路，被放大的基波信號經過衰減后跟經過延遲的輸入信號時等幅、反相的，經過疊加后獲得失真信號。失真信號在失真消除回路中被線性放大，經過輸出耦合器和主功放輸出的失真信號進行等幅、反相的疊加，從而消除了失真分量，只剩下被線性放大的信號。前饋系統可以很好的改善功放的非線性，但系統復雜，成本高。

（2）EE&R技術。

其中輸入的中頻信號經過包絡檢測器與限幅器，從而得到幅度形式與相位形式的信號。其中恒定包絡的信號經過混頻器變頻為射頻信號，通過非線性射頻功放輸出。另一路中頻的包絡信號調制供給電壓信號，之后得到的調制信號用來控制功放。

綜上所述：單一的線性化技術總會存在一定的不足，在工程實踐中可以融合借鑒各種線性化技術，如前饋技術的信號消除環路中就經常用到預失真技術，而預失真技術中也常常加入了反饋的思想。

2 結語

以上分析了功放的非線性特性，闡述了幾種常用的線性化技術：功率回退、前饋與EE&R技術，給出了各自的工作原理及優缺點，以便于射頻功放的設計者參考。

參考文獻

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關鍵詞：射頻 功率放大器 電路設計 無線通信 設計

中圖分類號：TN92 文獻標識碼：A 文章編號：1672-3791（2014）04（c）-0087-02

在無線通信技術領域中，GaN高電子遷移率晶體管作為最新的半導體功率器件，由于其本身具有寬禁帶以及擊穿場強高、功率密度高等特征優勢，在高頻以及高功率的功率器件中具有較為突出的適用性，在電子信息系統性能提升方面具有較為明顯和突出的作用優勢，在無線通信技術領域的應用比較廣泛。針對這一情況，本文在進行射頻功率放大器及其電路的設計中，專門采用ADS仿真軟件對于射頻功率放大器及其電路的設計進行研究分析，并對于仿真設計實現的射頻功率放大器在無線通信技術領域中的應用和參數設置進行分析論述，以提高射頻功率放大器的設計水平，促進在無線通信技術領域中的推廣應用。

1 射頻功率放大器的結構原理分析

結合功率放大器在無線通信系統中的功能作用以及對于無線通信技術的影響，在進行射頻功率放大器的設計中，結合要進行設計實現的射頻功率放大器的工作頻帶以及輸出功率等特點要求，以滿足射頻功率放大器的設計與應用要求。在進行本文中的射頻功率放大器設計中，主要通過分級設計與級聯設置的方式，首先進行射頻功率放大器的功率放大級以及驅動級設計實現，最終通過電路設計對于射頻功率放大器的兩個不同級進行連接，以在無線通信中實現其作用功能的發揮，完成對于射頻功率放大器的設計。需要注意的是，在進行射頻功率放大器的功率放大級結構模塊設計中，主要應用GaN高電子遷移率晶體管進行射頻功率放大器功率放大級結構模塊的設計實現，同時在功率放大級結構模塊的電路設計中，注重對于輸出功率保障的設計；其次，在進行射頻功率放大器的驅動級結構模塊設計中，以C波段的功率放大模塊設置為主，電路設計則以增益提升設計為主，并對于增益平坦度和輸出輸入駐波進行保障。如圖1所示，即為射頻功率放大器的功率放大級模塊設計示意圖。

2 射頻功率放大器及其電路的設計分析

結合上述對于射頻功率放大器的結構原理分析，在進行射頻功率放大器的設計中，主要包括射頻功率放大器的功率放大級設計和驅動級水，此外，對于射頻功率放大器電路的設計，也需要結合兩個結構模塊的實際需求進行設計實現的。

2.1 射頻功率放大器的功率放大級模塊設計

在進行射頻功率放大器的功率放大級模塊設計中，主要采用GaN高電子遷移率晶體管進行該結構模塊的設計實現，需要注意的是，在應用GaN高電子遷移率晶體管進行該結構模塊的設計實現中，由于GaN高電子遷移率晶體管目前還不具有較大的信號模型，因此，在進行該結構模塊設計中，注意結合實際設計需求進行選擇應用。在進行射頻功率放大器的功率放大級結構模塊設計中，通過直流偏置仿真設計對于氮化鎵管子的靜態工作點進行確定，也就是實現氮化鎵管子的漏極電流以及漏極偏置電壓、柵極偏置電壓等參數的確定，在對于上述氮化鎵管子靜態工作點進行確定后，通過ADS仿真軟件實現場效應管直流的仿真設計，同時注意在仿真設計中進行二端口模型的添加，并結合上述GaN高電子遷移率晶體管的信號模型情況，進行S參數信號的編輯導入，同時進行直流偏置仿真控件的加入，進行相關數值的確定，以實現射頻功率放大器的功率放大級設計。

此外，在進行射頻功率放大器功率放大級負載阻抗的設計中，根據相關理論，在負載阻抗與網絡匹配良好的情況下，負載阻抗的共軛復數與網絡的輸出阻抗值是相同的，因此，就可以通過計算對于射頻功率放大器功率放大級負載阻抗值進行分析得出，實際上也就是它的共軛復數值。同時，在進行功率放大級設計中，結合封裝參數輸出端的阻抗模型，設計中為了實現場效應管輸出電路匹配的優化，以為輸出電路進行準確的負載阻抗提供，還需要在設計過程中將場效應管的封裝參數在輸出匹配電路中進行設計體現，因此就需要對于Cds參數值進行求取。

最后，在射頻功率放大器功率放大級設計中，偏置電路主要是用于將直流供電結構模塊中所提供的電壓附加在功率放大器的柵極與漏極中，并實現射頻信號以及濾波的隔離和電路穩定實現。在進行功率放大級的電路設計中，注意使用ADS軟件工具對于微帶線尺寸進行計算，病毒與全匹配電路進行微帶線設計，同時通過柵極偏置電路與漏極饋電電路，以實現功率放大級的電路設計。此外，在進行功率放大級模塊設計中，還應注意對于模塊中的任意功率放大芯片，都需要進行相關的穩定性分析，以避免對于射頻功率放大器的作用性能產生影響。

2.2 射頻功率放大器的驅動級模塊設計

在進行射頻功率放大器的驅動級模塊設計中，主要通過C波段功率放大模塊進行該結構模塊的設計應用。其中，在對于驅動級模塊的參數設置中，對于輸出、輸入參數均以內匹配方式進行匹配獲取。對于射頻功率放大器的驅動級設計來講，進行功率放大模塊偏置電路的合理設計，是該部分設計的關鍵內容。

最后，在進行射頻功率放大器的電路設計中，在進行功率放大模塊電路設計中，GaN HEMT結構部分需要進行柵壓的增加設置，并且需要注意柵壓多為負壓，在此基礎上還需要進行漏壓增加設置。值得注意的是，在進行射頻功率放大器的偏置電路設計斷開同時，對于柵壓和漏壓的斷開順序剛好相反，以避免對于功放管造成損壞。

3 結語

總之，射頻功率放大器作為無線通信技術領域的重要器件，對于無線通信技術的發展以及通信質量提升都有重要作用和影響，進行射頻功率放大器及其電路的設計分析，具有積極作用和價值意義。

參考文獻

[1] 沈明，耿波，于沛玲.一種射頻大功率放大器電源偏置電路設計方法[J].中國科學院研究生院學報，2006（1）.

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【關鍵詞】高頻功率放大器；電子管；直通；反作用；中和；調整方法

1.前言

以真空電子管為核心放大器件的大功率高頻功率放大器，理論上電子管柵極電壓對陰極的控制作用，完全是通過柵極電壓所產生的電場對陰極發射出的電子加速作用而實現的，但實際上由于電子管極間電容的存在，尤其是板極和柵極之間的極間電容，使電子管的柵極回路和板極回路互相耦合，引起高頻功放電路直通和反作用的不良影響，從而引起高頻功放工作不穩定。板柵極間電容對高頻功放電路的影響程度與放大器使用頻率有關。在長波發射機中，由于頻率低，板柵極間電容的影響可以忽略不計；對中波機來說就要考慮其影響，對于短波機特別是超短波發射機來說，不但要考慮極間電容的影響，還要考慮引線電感的影響，這主要是隨著工作頻率的升高，極間電容容抗會隨之變小，而引線電感的感抗會隨之產生且逐漸變大。所以，在實際工作中，必須采取有效的措施，采用中和電路的方式，消除電子管極間電容及線路引線等效電感對高頻功放的危害，使高頻功率放大器安全、穩定的運行。

2.極間電容所產生的不良影響

2.1 直通作用

如圖1-1（a）所示為電子管共陰電路，電路中除有用的激勵電壓Ug和板極諧振回路外，還有元件結構性引起的極間電容，板極和柵極之間的板柵極間電容Cag，板極和陰極之間的板陰極間電容Cak，柵極和陰極之間的柵陰極間電容Cgk等寄生參量。Cak、Cgk可分別合并為輸入和輸出回路，而Cag跨接在兩個回路之間，這樣激勵信號產生的高頻電流的一部分通過Cag直接送到了板極回路，在諧振回路兩端產生壓降，等效電路如圖1-1（b）所示，其工作頻率越高，則影響越大，這個現象就叫直通。

直通作用所造成的不良影響是，當電子管的板極電流截止時，由于直通的存使激勵信號產生的高頻電流的一部分會通過Cag直接送到了板極回路，使板極回路的電流不能完全的截止，當有調幅時，得不到100%的調幅，造成調幅信號的失真，同時也增加了激勵信號的功率消耗。

2.2 反作用

在探討電子管極間電容對高頻功放電路的反作用之前，首先對電子管高頻功率放大器典型的、被廣泛使用的電路形式進行一下說明，電子管高頻功率放大器以電子管的陰極作為高頻公共點，信號被送到柵極和陰極之間，從板極和陰極之間輸出，以諧振回路作為負載，工作在丙類（效率高）狀態，具有較高功率增益，板極諧振回路形式多用并聯諧振回路。高頻功率放大器要實現最大功率值輸出，就是主要完成板極回路電容、電感的調諧，滿足其并聯諧振的條件。在回路諧振時，電路中的電壓、電流參量有如下特征：柵壓和板壓反相1800；板流直流分量和柵流直流分流量變化相反，板流直流分量最小與柵流直流分流量最大值應同時出現。

下面我們就探討電子管極間電容對高頻功放電路的反作用，反作用就是板極電流的一部分通過Cag反饋到本級柵極回路，引起輸入回路阻抗變化而失諧的影響。

如圖1-1（a）所示，反作用電流為，反作用電流對激勵電壓的影響可用導納來表示，即。由于在諧振時，柵極回路電壓與板極回路的相角差為零，故有。這說明反作用是輸入導納變成容性，輸入電容的數值為，它使放大器的輸入阻抗變化，且因起前級板極回路失諧，工作不穩定。對于本級板流來說，因柵極失諧，使諧振時板流的最小值和柵流的最大值不同時出現。這就是電子管極間電容對高頻功放電路的反作用。

除了電子管極間電容，板極和柵極之間還會存在其他的雜散耦合，還有板極、柵極元件布局，各槽路間高電位和低電位之間，也都會產生類似極間電容那樣的寄生耦合。

3.消除極間電容不良影響的方法

電子管的極間電容，放大器各級和板、柵極之間產生寄生耦合，都會因直通和反作用影響高頻功率放大器的穩定工作。而消除此不良影響的方法有以下幾種：

采取中和電路。就是在原電路中加入另外一個電路，其作用與Cag作用相反，以抵消其對電路所產生的影響。

選用隔離效果更好的四、五極是電子管。雖然Cag不大，但還是可能產生不穩定現象，所以也必須加中和電路。

采用倍頻法。由于倍頻器的柵極和板極回路的諧振頻率相差很遠，因此，直通和反作用將大為減弱。但此法應用有限，一般僅在激勵器中使用。

采用柵極接地電路，即柵地電路。在這種電路中，板柵極間電容不再是板極電路和柵極電路的主要耦合元件，耦合元件是板極和陰極之間的極間電容。因為柵地電路的這個優點，故被廣泛應用。但即使板陰極間電容很小，但在工作頻率很高時，有時還是需要針對板陰極間電容而加中和電路。

4.中和電路的調整

為了高頻功率放大器設備的安全，消除電子管極間電容及線路引線等效電感的危害，特別是大、中型的高功放發射機，在調試時，必須首先調整好中和電路后，然后才能加板壓，使高頻功率放大器工作。

在實際工作中，由于制造、安裝和電子管參量誤差等原因，實際的極間電容，中和電容，引線電感等數值，不可能是一個定值。因而中和元件一般都做成可以調整的，以便按照實際情況進行適當調整。一般的方法是，首先從消除直通開始，然后在消除反作用。

下面介紹幾種調整中和的方法。

4.1 柵流凹落中和法

調整時利用放大器本身的柵流表作為指示器，不加板壓，開啟燈絲，加適當的激勵電壓。觀察柵流表，調諧板極回路，若電路中中和不完善，則柵流表的變化如圖3-1。

原理：當板極回路調諧到柵極激勵電壓頻率時，由直通效應送到板極回路的功率最大，結果使前級板極回路（本級的柵極回路）的電壓最小，因而使激勵電壓減小。因為柵極電流與柵極激勵電壓成比例的，所以在調整板極回路時，有柵流凹陷，且在諧振點最小。

調整方法：調整中和電容，使柵流慢慢回升，同時必須保持前級回路處于諧振狀態，如此反復調整，直到完全消除直通。即在諧振點附近調整板極回路，柵流不再變動。為什么要反復調整呢？因為中和電容的引入，其阻抗構成前級板極回路的一部分，因此在調整中和電容的同時，前級板極回路也就發生了失諧變化，所以在調整中和電容消除直通作用的同時，必須得同時調整前級板極回路的其它調諧元件，使前級始終處于諧振狀態，即調整前級板級回路，使柵流始終處于最大點。

4.2 觀測板極槽路電壓法

原理：理論上講在功率放大器電路中直通被抵消后，不加板壓的中和級功率放大器，板極槽路中應該沒有高頻電壓存在。所以實際中可以用多種方法對這個高頻電壓進行監測，調整中和電容，使高頻電壓監測指示最小，此時中和電容器值就是中和點，這樣就認為中和被調好了。

方法：在功率放大器板極槽路兩端接示波器或高頻電壓表作為監測儀器，加激勵電壓，燈絲電壓可加可不加，不加板壓。

先將中和電容減到最小，調諧板極槽路，使監測有明顯的高頻電壓指示，再逐漸增加中和電容，觀測高頻電壓指示，直到高頻電壓指示最小。和上一方法一樣，當中和電容的調整影響前級板極回路諧振時，必須反復調整前級板極回路調諧元件使其始終處于諧振狀態。

4.3 板柵流反向檢查法

按照上述兩種方法消除了直通現象以后，為更細致的檢查中和是否完善，應進一步檢查是否還存在反作用。

原理：理論上講，在中和良好的高頻功率放大器電路中，電子管板極回路處于諧振狀態，回路電壓達最大值，而電子管板壓為最小值，柵極電壓達最大值，故板流最小值和柵流最大值應該同時出現如圖3-2。如果存在反作用，柵極的輸入阻抗將隨反作用電流而變化，使前級工作狀態發生變化，因此調諧板極回路時，板流最小值和柵流最大值不同時出現。

方法：功率放大器電路加上正常的板壓、柵壓和激勵電壓，在調諧點附近轉動板極回路電容，同時觀察板流和柵流的情況，板流最小值和柵流最大值不同時出現，則應重新調整中和電容，直到其兩者同時出現。

5.結束語

電子管由于其結構性極間電容的存在，在以其為核心放大元件的高頻功率放大器中，必然產生著寄生耦合，引起放大器的不穩定工作。引入中和電路，能有效的消除了極間電容造成的不良影響，從而使高頻功率放大器正常穩定的工作。

參考文獻

[1]張肅文，陸兆熊.高頻電子線路[M].北京：高等教育出版社，2000，9.

[2]方建邦，寧帆，高立.通信電子電路基礎[M].北京：人民郵電出版社，2000，5.

[3]張學田.廣播電視手冊[M].北京：國防工業出版社， 2000，6.

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關鍵詞:數字幅頻均衡 FIR濾波器 互補推挽放大器

中圖分類號: TQ153文獻標識碼:A 文章編號:1007-3973 (2010) 03-083-02

1方案設計

1.1幅頻均衡算法的設計

采用線性濾波器。相對于自適應濾波器而言,以無限沖擊響應(IIR)和有限沖擊響應(FIR)為代表的數字濾波器屬于經典濾波器,它濾波的頻率是固定的,不隨時間變化。設計時需要知道輸入信號的特性,并據此設計濾波器的參數,確定幅頻均衡電路的輸出特性。有限沖激響應FIR濾波器在整個頻率范圍內均可提供精確的線性相位,而且總是可以獨立于濾波器的系數保持BIBO穩定,因此將FIR濾波器作為設計首選。

1.2功率放大電路的設計

采用互補推挽放大電路。互補推挽放大電路由兩個極性相反的MOS管組成,音頻輸入信號作用于兩管的基極。當信號處于正半周時,NMOS管工作在導通狀態,輸出正半周信號,而PMOS管處于截止狀態;當信號變化到負半周后,原先導通的NMOS管截止,而原先截止的PMOS管進入導通狀態,信號由PMOS管輸出。最后信號在負載上合并為一個完整周期波形。推挽電路的效率優于70%,但是要求兩個MOS管放大性能相近,否則將出現明顯失真。

1.3系統總體設計方案

本系統由前置信號放大電路、帶阻網絡、包含A/D、D/A和FPGA的幅頻均衡器和功率放大電路組成,其總體框圖如圖1所示。系統工作時,輸入信號首先由前置信號放大電路放大,再經過帶阻網絡對固定頻點的信號進行衰減,然后信號進入幅頻均衡器,均衡器的A/D對模擬信號采樣,之后用FPGA對采樣數據進行數字處理,實現幅頻均衡,最后由D/A將數字信號轉為模擬信號。末級功率放大電路對輸出信號進行功率放大,并輸出至負載。

2理論分析及參數計算

2.1前置放大電路的設計與計算

前置放大電路要求在輸入信號vi的電壓有效值小于10mV時,放大倍數不小于400倍。題目要求增益固定,因此直接采用OPA211和OPA604級聯放大。OPA211是TI公司的一款低噪聲( )、低功耗、精密運算放大器,當G=100時,GBW=80MHz;OPA604是TI公司的一款低失真(0.0003% 在1kHz),低噪聲的運算放大器,GBW=20MHz。OPA211構成511倍前級同向放大器,OPA604構成2倍放大電路,因此總增益為1022倍,輸出端接600 電阻,滿足輸出阻抗要求。經測試,該電路在20Hz~20kHz范圍內信噪比大于50dB,性能優越。

2.2功率放大電路的設計與計算

功率放大電路采用互補推挽的形式。前級運放采用AD811,這是一款寬帶,低噪聲、低失真、高擺率的運算放大器,用其隔離前后級電路,同時將信號放大2倍。并將AD811的輸出信號驅動兩個極性相反的MOS管,當信號正負變化時,兩個MOS管輪流導通,最后輸出完整的波形。調整電位器的阻值,改變MOS管驅動電壓和靜態工作點,使輸出信號最佳。

3數字幅頻均衡電路的設計

數字幅頻均衡器將帶阻網絡的輸出信號量化采樣后,對數字信號進行幅頻均衡,補償帶阻網絡的衰減,再將處理后的信號經過D/A后轉為模擬信號,當以10kHz輸出信號幅度為基準時,使20Hz~20kHz以內的電壓波動幅度小于.5dB。

數字幅頻均衡電路的核心器件為FPGA,并需要A/D,D/A對信號采樣和轉換。前級帶阻網絡的輸出信號波動大于10dB,所以A/D的輸入范圍要大,位數盡量高,以滿足數字濾波器的精度要求。根據奈奎斯特定理,采樣率至少為40kHz,但采樣率太大會使數字濾波器的階數很高,所以實際采樣率設為100kHz,每周期至少采5個點。用LTC1606作為采樣A/D,該芯片是16-Bit,最大采用率為250ksps的高精度模數轉換器,其電壓輸入范圍為0V,功耗只有75mW。D/A同樣要求位數盡量高,使重建后的波形逼近真實信號。且速度至少大于40ksps。

4數字處理算法的設計

記理想狀態下帶阻網絡(bandstop)的傳輸函數為 Hbs( )。實際的測量得到的帶阻網絡特性曲線H’bs( )如圖5,在10kHz時信號衰減為-9.8dB,在700Hz處衰減為-21.2dB,差值為11.4dB。但實際電路使用的元件并非理想值,參數的變化改變了帶阻網絡的傳輸特性,使實際電路的幅頻特性 | H’bs( )|與理論值|Hbs( )|存在一定差距。

數字均衡器作為一種反向補償電路,它的頻率響應與前級帶阻網絡的頻率特性相反,補償后的頻率響應穩定不變,其頻率響應Hbp( )實際上類似一個帶通網絡(bandpass),且滿足

| H’bs ( )||Hbp( )|=k(k為常數,此處設k=1)(1)

當|Hbp( )|滿足(1)式時,就能保證帶阻網絡和幅頻均衡器組成的網絡在通帶范圍內的幅頻曲線保持平坦,如圖1所示,幅頻均衡電路補償了帶阻網絡的衰減。

圖1帶阻網絡幅頻特性

但帶阻網絡實際的傳輸函數H’sp(r)非理想值,無法用簡單的方程表示,所以在得到帶阻網絡幅頻曲線的部分抽樣點后,利用MATLAB,由|Hbp(r)|=1/| H’sp(r)|,得到均衡器幅頻特性Hbp(r)部分離散點,如圖5所示,再使用MATLAB的曲線擬合工具箱cftool,就能得到近似的Hbp(r)曲線。

當確定了幅頻均衡電路的幅頻特性曲線后,該曲線即為FIR濾波器的幅頻響應。一般的FIR濾波器的系統函數為:

(3)

根據FPGA的資源與實際的幅頻特性,設計為1500階的FIR濾波器,該濾波器占用43個M4K單元,帶內最大波動小于為.25dB,現有的EP1C12Q240C8 FPGA的資源足夠。

使用MATLAB的firpm函數得到其系數。firpm函數采用Parks-McClellan算法來計算最優濾波器的系數。 Parks-McClellan算法應用切比雪夫定理和remez迭代算法,通過加權切比雪夫算法,設計FIR濾波器,并利用remez算法,使設計的濾波器與理想濾波器之間的加權誤差最小。該函數返回值為相應的的最優等波紋濾波器的系數。

由于A/D的有效位數為16Bit,所以FIR濾波器的系數也設置為16Bit,據此設計的乘累加寄存器共有33位,最高位為符號位。再將得到的系數代入FPGA沖激響應h[n]中,并與輸入信號卷積即得到均衡后的信號。

5 系統總體電路和軟件的設計

前置信號放大電路采用OPA211和OPA604對輸入信號進行固定增益放大,放大總增益為1022倍,電路的-1dB帶寬可達20Hz~20kHz,信噪比優于50dB。帶阻網絡根據題目提供的電路搭建,在以10kHz輸出的正弦信號幅度為基準時,在700Hz的頻率點達到-11.4dB的最大衰減,超過了題目要求。數字幅頻均衡器由FPGA構成的最小系統、A/D、D/A三部分組成。模數轉換器LTC1606采集到數字信號后,送入FPGA內的幅頻均衡模塊進行數字信號處理,其中,幅頻均衡模塊為一個1500階的FIR濾波器,時域信號在FPGA內做卷積運算,計算結果由數模轉換器DAC904再轉為模擬信號輸出,完成幅頻均衡功能。最后一級電路為功率放大模塊,該功率放大模塊采用互補推挽放大電路,使用運放和外部分立的MOS驅動管搭建,當負載為8R電阻時,效率為65%,輸出功率為13W。

參考文獻:

[1]黃根春.電子設計教程[M].電子工業出版社,2007.

[2]夏宇聞.Verilog數字系統設計教程[M].北京航空航天大學出 版社.

[3]馬忠梅.單片機的C語言應用程序設計(第三版)[M].北京 航空航天大學出版社,2004.

篇7

內部結構及引腳功能

AD1990/92/94/96芯片內部結構框圖如圖1所示。

AD1990/92/94和AD1996分別采用64引腳LFCSP和36引腳PSOP封裝，其中64引腳LFCSP封裝的引腳排列如圖2所示。

表1為AD1990/92/94/96的引腳功能。

主要性能與特點

AD1990/92/94/96采用低成本DMOS工藝制作，具有以下幾方面的性能與特點：（1）集成了帶有立體聲∑調制器的功率級，∑調制器接受1Vrms的輸入信號產生一個開關信號去直接驅動揚聲器，功率級由4對MOSFET組成兩個H橋，每個MOSFET的導通態電阻RDS（ON）

應用電路

AD1990/92/94/96在立體聲應用中的電路如圖3所示。

左/右通道的模擬信號（峰值約為1.25V）分別從IC的AINL和AINR腳輸入。IC內部放大器將輸入信號偏置到參考電平。

AD1990/92/94/96應由256fs（fs為采樣率）的時鐘驅動。連接在腳CLKI與CLKO之間的晶體（XTAL）用作時鐘源。

為使IC正常工作并避免可能的閉鎖，應該在腳和保持低電平時加電。一旦電源電壓穩定，可以使腳為高電平，腳為高電平。

AD1990/92/94/96每個通道的輸出級是一個H橋電路，如圖4所示。

在H橋（即全橋）配置中，當一個對角線上的兩只MOSFET導通時，另一個對角線上的兩只MOSFET截止。IC輸出腳（OUTx+和OUTx-）外部連接的肖特基二極管（D1、D2和D3、D4），用作減小高端和低端MOSFET之間非交疊（即死區）時間期間的功率損耗。

IC腳NFx+及NFx-上的電阻分壓器（R1與R2及R3與R4）用作設置芯片內部調制器增益（Gain）,Gain=（R1+R2）/R2=(R3+R4)/R4。

調制器增益的選擇，應保證在1Vrms的輸入信號下，輸出信號峰-峰值不超過0.9PVDD。

AD1990/92/94/96內的PGA有4種不同的增益設置，具體數值如表2所列。

當芯片結溫超過130℃時，在腳上輸出熱告警信號。當芯片溫度達150℃以上時，芯片被關閉。如果結溫降至120℃以下，IC恢復正常工作。

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關鍵詞：固態功率放大器；電視發射機；維修

隨著電子科技技術和射頻半導體技術的不斷發展，大功率場效應管在制造技術的不斷突破，固態功率放大器技術不斷日趨完善和成熟。其具有性能、線性、結構、供電，維護等方面具有明顯的優勢，因此，固態功率放大器已成為當今發射機為主的主流發射設備，在廣播、電視、通訊等相關發射領域中得到了廣泛應用。

近年來，許多電視發射臺已完成全固態發射機替代電子管發射機的更新換代工作。全固態發射機的廣泛使用，給發射設備的檢修與維護提出了新的要求。由于全固態電視發射機功放單元和供電單元采用了積木化、冗余化設計，當某個電源或功放出現故障時，其他功放仍能正常工作，不會造成停播；雙激勵器配置，可實現主/備激勵器的自動和人工切換；狀態指示、故障告警保護功能完善，工作穩定可靠等優點，使得全固態電視發射機已成為無線覆蓋工程的主導機型。這就決定了電視發射機的維護理念和維護方式發生了改變，使得發射機功率放大模塊成為發射機主要的維護對象。固態功放的結構和特點隨著射頻半導體技術的發展，固態功放技術日趨成熟。與真空管放大器比較，固態放大器具有穩定性好、可靠性高、壽命長、能耗低、維護便利等優點。因此，固態放大器在電子傳輸領域得到了廣泛應用，并成為一種新的發展趨勢。固態高功率放大器通常由輸入單元、輸出單元、功放模塊、微處理器監控系統、電源組件和冷卻系統等電路構成。功率放大器的主要部件“功放模塊”則由多個 LDMOS 或 VDMOS 場效應管并聯組成， 該類場效應管采用橫向或（縱向）擴散金屬氧化半導體技術，屬電壓控制器件，熱穩定性好，但熱傳導性差，擊穿電壓較低，因此輸出功率受到一定的限制，使用中為使功放獲得較大輸出功率，通常采用功率合成技術。由多個功放管進行功率合成達到所需輸出功率、其中個別功放管的損壞，輸出功率會減少，但不影響放大器繼續工作。衡量一個高功率放大器的性能，主要有線性、非線性、增益、效率和可靠性等指標。其中非線性將產生載波頻率的諧波，導致信道內外出現互調干擾，引起信號畸變，因此，提高固態功放的線性尤為重要。固態高功放中采用的晶體管通常有三種形式，即雙極性晶體管、 MOSFET場效應管和LDMOS場效應管。雙極性晶體管技術相對成熟，但溫度穩定性差， 難以承受數字電視廣播的高線性要求。MOSFET場效應管具有負溫度系數特性，無須另加溫補電路，但易引發載波寄生相位調制。為求得效率和線性的平衡，晶體管通常工作在 AB 類， 其非線性是不可避免的。隨著電子科技技術和射頻半導體技術的不斷發展，大功率場效應管在制造技術的不斷突破，近年來，飛利浦等公司相繼開發出橫向擴散金屬氧化半導體硅場效應管（LDMOS） ，經 UHF 電視發射機使用證實，其線性和效率優于雙極性晶體管、MOSFET 管，特別適合數字電視放大。即使被偏置在 AB 類，其性能仍接近 A 類放大特性，由于 LDMOS 場效應管的優異性能，使其成為 UHF 波段新型固態發射機的基礎。VHF 波段功放單元功放管一般采用 VDMOS 場效應管 BLF278，UHF 波段功放單元采用橫向擴散金屬氧化半導體硅場效應管（LDMOS）BLF861A。

MOS 管的更換方法和注意事項 ：

由于 MOS 型場效應管制造工藝中絕緣層很薄，所以柵極和襯底易感應電荷，由柵極、絕緣層和襯底組成的電容器容量很小，感應電荷將在絕緣層上產生很大的電壓，易導致場效應管絕緣層被擊穿，以致損壞管子，所以在使用、保存，更換 MOS 管時必須采取防靜電措施。因為大功率 MOS 管目前仍是一種較昂貴的器件，每只管子的價格在一千元左右，因此，掌握大功率場效應管的維護和更換，避免場 效應管的人為損壞，對縮短維修時間，降低維護成本都有積極、現實的意義。

操作規程如下： （1）在焊接 MOS 管時必須在防靜電工作臺上進行，操作人員應通過接地將自身靜電放掉并帶橡膠手套或佩戴接地的金屬手環。（2）手拿 MOS 管時不得接觸 MOS 管的極片，可拿 MOS 管的陶瓷部分。（3）焊接 MOS 管的烙鐵一定要接地，如無良好接地，可以拔掉烙鐵電源插頭后進行焊接。（4）拆卸 MOS 管時，先拆除固定螺釘，再用 50W 接地烙鐵或吸錫器吸掉極片周圍的焊錫，烙鐵與管極的接觸時間每次應小于 5S。（5）拆卸和安裝時管腳的焊接順序為：拆卸時，按先 D（漏）極再 G（柵）極后 S（源）極順序焊開，安裝時按先 S 極再 G 極后 D 極順序焊接。（6）安裝 MOS 管前先用干酒精棉球擦干凈安裝面。在 MOS 管的法蘭底面加上薄薄一層導熱硅脂，以改善散熱效果。導熱硅脂不能多， 多了反而會降低散熱效果。管子放平整后，安裝緊固螺釘。（7）場效應管更換焊接完成后，再用三用表測量管子的 GD 和 GS 極間電阻，確認功放模塊上的兩對管子各極間阻值彼此接近，數值正常。至此 MOS 管更換基本成功，可以接到發射機上通電，試機時要逐漸加大功率，直至正常。4、大功率場效應管好壞的判定 （1）在沒有專用檢測儀器的情況下，準確判定較為困難，但是可以用電阻法對其各極對地電阻進行測試， 并與正常值進行比較來做大致的判斷，上機后再用電壓法做進一步的判斷，就比較準確了。如果測試可疑組件管腳對地電阻時，差值明顯，可將該器件拆下來檢查判斷其好壞。電阻法是維修工作的常用方法，只要根據檢測原理靈活運用，許多故障是完全可以通過這種方式來判定清楚的。圖 1、圖 2 分別是 BLF861A 與 BLF278 的外形圖。表 1 列出了管腳與電極的對應關系。（2）用 MF500-B 型萬用表測量電阻時，黑表筆接源極 S（地），紅表筆分別接各管腳，三用表置于 10Ω 檔，表2和表3列出來 BLF861A 與 BLF278 管的參考值。（3）值得指出的是：BLF861A 的漏極 1 與漏極 2 之間本身是短路的。不要誤以為它們之間短路了，就認為管子已經損壞了。BLF278 的漏極 1 與漏極 2 之間是開路的，它們之間短路了，則表明管子內部已經存在問題。通常情況下，用三用表測試場效應管的柵極與源極之間的電阻為 0 時，該管的 G-S（柵源極間）極間內部已擊穿。

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關鍵詞：Doherty; 二次諧波注入; 線性指標; 功率附加效率; 功率放大器

中圖分類號：TN722-34文獻標識碼：A

文章編號：1004-373X(2011)01-0179-03

Doherty Power Amplifier Based on Second Harmonic Injection

ZENG Rong, ZHOU Jie

(Institute of Electronic Engineering, China Academy of Engineering Physics, Mianyang 621900, China)

Abstract： The key problem that the traditional Doherty power amplifier's linearity index may turn to worse after efficiency improvement is analysed and discussed. A novel Doherty structure based on second harmonic injection (SHI) is presented. A Doherty power amplifier is designed based on ADS simulation model of GaN power device CGH21240. The efficiency of the amplifier is higher than 47% when the output power is more than 50 dBm. That is, the efficiency is increased by about 15% in comparison with the balance AB amplifier. The third order IMD is lower than -30 dBc when the output power is 53 dBm, and is increased by about 10dBc in comparison with the amplifier which has no SHI when the output power is 50dBm. The structure of this amplifier is simple. Both efficiency and linearity of the amplifier are improved at the same time.

Keywords： Doherty; second harmonic injection; linearity index; power added efficiency (PAE); power amplifier

0 引 言

射頻功率放大器廣泛用于各種無線發射設備中。效率和線性是功率放大器兩個最重要的指標。設計線性高效率的功率放大器，是目前該領域研究的熱點和難點。Doherty放大器是目前提高功率放大器效率中最有效和最廣泛使用的技術。該放大器能夠顯著地提高功率回退后的效率。但是，傳統的Doherty功放在效率和線性上無法同時兼顧,需要與專用的線性化技術相結合，以獲得盡量大的效率提高和線性改善。但是這些結構難免比較復雜，實現也比較困難。針對以上問題，提出了一種基于二次諧波注入的Doherty結構，仿真結果驗證了該結構的優越性能。

1 Doherty功率放大器設計

關于Doherty的基本工作原理，在文獻［1］中有詳細描述。在具體實現Doherty結構時，為了得到盡量大的效率改善，設計關鍵點主要有［2-3］：

(1) 輔助功放的柵極偏置電壓。該電壓決定輔助功放的開啟門限，該開啟點也就是理論上效率第一次達到最大的點。

(2) 輸出端補償線。輔助功放在截止時，其輸出端應該表現為開路，但實際由主功放通路看進去的阻抗為一個低阻抗，這就導致主功放的輸出功率有一部分會泄漏到輔助功放的支路上，這會極大地惡化增益和效率［2］。因此，需要在輔助功放的輸出匹配電路后加一段特征阻抗為50 Ω的補償線，該補償線的作用是將輔助功放在截止時的輸出阻抗變換到一個高阻抗，以阻止主功放的輸出功率泄漏到該支路上。

本文設計的Doherty結構圖如圖1所示。

2 二次諧波注入分析

為了分析Doherty放大器的非線性，需要對功放管進行建模，這里采用多項式模型來分析。假設功放的非線性模型為：

y(t)=a1u(t)+a2u(t)2+a3u(t)3+…

(1)

式中:y(t)為輸出信號；u(t)為輸入信號；a為功放的非線性系數，該系數與柵極偏置電壓有很大關系。對于一般的有源器件，a2為正，a3在AB類偏置下為負，C類偏置下為正［1］。

圖1 Doherty放大器設計結構圖

如果輸入一個等幅雙音信號：

u(t)=A(cos ω1t+cos ω2t)

式中:A為輸入幅度;ω1，ω2為雙音角頻率，ω1

y(t)=(a1A+94a3A3)cos ω1t+(a1A+94a3A3)cos ω2t+

a2A2cos(ω1t+ω2t)+a2A2cos(ω1t－ω2t)+

34a3A3cos(2ω1t－ω2t)+34a3A3cos(2ω2t－ω1t)+

34a3A3cos(2ω1t+ω2t)+34a3A3cos(2ω2t+ω1t)

(2)

從式(2)可以看出，系數a3對基頻增益和三階交調起主要作用。通常情況下，AB類功放的a3為負，C類功放的a3為正，因此存在AB類增益壓縮和C類增益擴展的現象。三階交調分量與a3和輸入幅度A有關。в捎詎Doherty結構中主功放和輔助功放分別工作在AB類和C類，因此二者的a3系數剛好相反。由此可知，通過設置適當的偏置電壓和輸入功率，可以實現三階交調在輸出端相消，從而改善線性。但是，偏置的改變會影響輔助功放的開啟門限，而輔助功放的開啟點對整個效率的提升起主要作用。經過研究發現，三階交調相消的偏置和最大效率改善時的偏置不一樣，這也就是說，僅僅靠改變偏置無法達到最優的效果。因此，需要引入更多的可調節變量。為了解決上述問題，從文獻［4］中得到啟示，引入了二次諧波注入法。但是改善線性的原理同文獻中所描述的有所不同。

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【關鍵詞】功率放大器;光子帶隙結構;加窗技術;諧波抑制

1.引言

微波晶體管功率放大器是微波中、小功率的主要固態源，應用非常廣泛。但存在非線性失真的特點，當功放工作在大信號狀態的非線性區域時，會產生諧波失真，并增大基波功率的損耗，所以提高功率放大器性能的有效方法就是抑制高次諧波[1，2]。由于功放中諧波能量主要集中在二次諧波上，因此只要抑制了二次諧波就能很好地提高功率放大器的性能。用于抑制放大器的二次諧波的典型方法是在輸出端加上一個四分之一基頻波長的短路短截線，或用芯片電容在禁帶處提供零傳輸來抑制高次諧波。這些方法的缺點是頻帶窄，且浪費電路面積。近來人們提出用光子帶隙（PBG）結構代替上述短路調諧分支，可在很寬的頻率范圍內抑制高次諧波，提高整個放大器的性能和輸出功率，同時還能和其它微帶元件結合以減小電路結構，使設計和制造更簡單。

PBG結構是一種具有寬阻帶特性的周期微波結構[5]。它能夠抑制一定頻率范圍內的電磁波傳播，具有明顯的帶阻特性。目前人們在微帶電路和微波天線上已經對PBG結構進行了深入廣泛的研究，且已經取得很大的進展。并提出了多種多樣的PBG結構。本文為了更好地通過抑制功率放大器的二次諧波分量來提高功率放大器的輸出特性，采用了漸變尺寸的PBG結構模型，并用窗函數來加權處理開孔的尺寸大小，利用其通帶內的平坦度好的優點[6]來抑制二次諧波，這不僅可以減小對功放的基頻分量的影響，還提高了輸出功率和效率。

圖1

2.普通PBG結構和等效電路分析

目前國內外提出的微波頻段的PBG結構多種多樣，但在微帶技術中應用最廣的PBG結構是Yongxi Qian于1998年提出的一種新型的微帶PBG結構，它只需在接地金屬板上沿微帶線方向蝕刻出周期性排列的小孔可以獲得比挖介質孔方法更深更寬的阻帶特性，同時還可以和單片電路結合而減小電路尺寸[7 ]。同時由于傳輸的電磁波主要局限在導帶附近，僅用一維電路方式就可以產生明顯的阻帶特性，所以可減小設計的橫向尺寸。本文采用的PBG結構如圖2所示。

圖2 接地板開孔式普通PBG結構

圖3 單元尺寸加窗技術

由于PBG結構理論源于光學領域，所以PBG結構的設計依據光學原理來進行，令其阻帶的中心頻率滿足Bragg條件即可：

2K=KBragg=2π/a （1）

式（1）中K為波導模的波數，a為PBG結構的周期，所以由（1）式可以推導出：

λg=2a （2）

即PBG結構的周期a近似為導行波波長λg的二分之一。其實PBG結構微帶線上的導波波長需用全波法來計算，但很繁雜。有研究表明：對于PBG結構單元對于周期單元較小的情況下，可以用普通的微帶線的導波波長近似代替應用PBG結構以后的導波波長。同時對于PBG結構的電磁特性分析可依據集總參數的等效電路模型，將其等效為LC諧振回路網絡進行估算。結構中的金屬連接帶等效為電感L，空隙等效為電容C，其諧振頻率f0可以由以下公式近似求得：

f0=1/（2π（LC）1/2） （3）

所以選擇合適的結構尺寸就可以將PBG的阻帶中心頻率f0設置在要抑制的功率放大器的二次諧波的頻率上。

3.加窗PBG結構模型設計

普通的PBG結構（如圖3所示）是一種周期性結構。由（2）知微帶線阻帶的中心頻率f0點處的導波波長是PBG結構周期a的兩倍，所以可以選擇PBG結構參數a來設計PBG結構，以獲得實際應用中所需要的阻帶特性。由于普通的PBG結構其電磁波經介質周期性的散射后，將造成其通帶內有很多波紋起伏。為了更好地抑制功率放大器的諧波分量來提高功率放大器的輸出特性，采用了一種漸變尺寸的PBG結構，該方法用窗函數來加權處理開孔的尺寸大小，便可減少通帶內的波紋，同時也可獲得較寬的頻帶寬度和較深的阻帶抑制深度。

本文借助窗函數在數字信號處理中的作用，引入了窗函數加權處理開孔的尺寸使蝕刻的圓孔尺寸逐漸變化。通過選擇合適的加窗函數就可以有效地降低通帶內波紋，本文分別采用了高斯加窗和海明加窗兩種PBG結構（圖3）。根據需抑制的功率放大器的二次諧波頻率并參照公式（2），選擇微帶結構的參數：結構周期a為12mm，微帶基片的介電常數為2.94的ROGERS公司的RT/Duroid6002基板，厚度為0.762mm，微帶線的寬度對應于一般電路使用的50Ω阻抗線，其線寬為1.9mm。

高斯窗R（x）=Rmaxexp（-2（2x/L）2） （4）

海明窗R（x）=Rmax（0.54+0.46cos（2πx/L））

（5）

（4）、（5）式中Rmax=4mm，x為各圓孔圓心離中心圓圓心間的距離，L為微帶線的長度

4.結論

本文通過對普通PBG結構和加窗PBG結構電磁特性和等效電路的分析，得出了用窗函數來加權處理開孔的尺寸大小，可以改善通帶的平坦度，抑制功率放大器的二次諧波，以減小對其基頻分量的影響，使整個功放的帶內特性大大改善。

通過選擇合適的加窗函數可以有效地降低通帶內波紋，同時可獲得較寬的頻帶寬度和較大的阻帶抑制幅度。文中仿真結果表明：高斯加窗的PBG結構的頻帶特性明顯優于海明窗的，由實測的結果可看出PBG結構的阻帶的中心頻率在9GHz左右，與仿真的結果吻合。該方法也可以直接用來抑制一個C波段功率放大器的二次諧波，來提高功率放大器的輸出特性。

參考文獻

[1]Walker J L B.High-power GaAs FET amplifiers[M].Norwell，MA：Aretch house，1993：210-212.

[2]Cripps S C.RF power amplifiers for wireless communications[M].Norwell，MA：Aretch house，1999：88-90.