導語：三相變流器神經(jīng)網(wǎng)絡滯環(huán)控制研究論文一文來源于網(wǎng)友上傳，不代表本站觀點，若需要原創(chuàng)文章可咨詢客服老師，歡迎參考。

摘要：神經(jīng)網(wǎng)絡技術在人工智能、自動控制以及模式識別等領域的研究與應用正方興未艾。而滯環(huán)電流控制是一種傳統(tǒng)常規(guī)的電流控制方式，在功率因數(shù)校正和無功補償?shù)阮I域有著廣泛的應用。該文介紹了三相變流器的BP神經(jīng)網(wǎng)絡滯環(huán)電流內(nèi)環(huán)控制，該方案可實現(xiàn)神經(jīng)網(wǎng)絡對快速變量的控制，提高滯環(huán)控制的性能，使系統(tǒng)對參數(shù)的變化有較強的不靈敏性和魯棒性。該文分析了三相電源不平衡、某一路電流反饋丟失的工況下，系統(tǒng)的控制特性。為了使系統(tǒng)在輕負載下得到良好的頻譜特性，采用實時變誤差增益的控制策略，并討論了容差帶下限。同時借助于矢量調(diào)制的思想，結合神經(jīng)網(wǎng)絡滯環(huán)調(diào)節(jié)器，優(yōu)化系統(tǒng)性能，減小系統(tǒng)EMI和開關損耗。

關鍵詞：神經(jīng)網(wǎng)絡；滯環(huán)；變流器

1引言

如何提高工業(yè)用電的效率和減小諧波污染已倍受關注。在工業(yè)用電中，大部分電能是要經(jīng)過變換才能用于生產(chǎn)的。由于快速功率開關性能的進一步提高，基于脈寬調(diào)制功率變換電路已經(jīng)日益成為人們提高供電系統(tǒng)功率因數(shù)，降低諧波污染的有力工具，因而成為人們研究的熱點。其中三相全控型電壓源功率變換裝置，主電路如圖1所示。經(jīng)過十余年的研究，已經(jīng)開始實用化[1,2]。三相變流器的最流行的控制方式是采用雙環(huán)控制。外環(huán)用于調(diào)整輸出電壓，快速的電流內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)器常用來調(diào)節(jié)交流輸入電流使其跟蹤期望的電流軌跡，得到單位功率因數(shù)和低諧波的電流。

為提高系統(tǒng)的性能，采用神經(jīng)網(wǎng)絡滯環(huán)調(diào)節(jié)器[4~6]。神經(jīng)網(wǎng)絡控制作為一種極有潛力的控制手段吸引了眾多的學者，因神經(jīng)網(wǎng)絡具有并行處理能力、自學習能力、容錯能力，很適合于處理非線性系統(tǒng)的控制問題。在相對變化較慢的速度、溫度、位置等物理量控制中取得成功的應用。但在速度較快的物理量的控制中，應用較少。

在電力電子學領域，神經(jīng)網(wǎng)絡多用于系統(tǒng)模型辨識，故障診斷等。隨著DSP的運算速度的不斷增加，使神經(jīng)網(wǎng)絡在快速量控制中應用成為可能。在各種變流器直接電流控制方式中，滯環(huán)控制是一種有效、簡單的控制方式，兩者的結合可以發(fā)揮各自的優(yōu)勢。滯環(huán)電流控制方式不需要系統(tǒng)更多的參數(shù)，運行容易，具有快速的電流響應和限幅能力[7]。但系統(tǒng)開關頻率不固定，在嚴重的非平衡條件下，系統(tǒng)穩(wěn)定性變差，產(chǎn)生大量的電流諧波，同時影響開關頻率的變化。本文所用調(diào)節(jié)器，可以提高系統(tǒng)的魯棒性。為了減少PWM技術在變換器中的損耗并獲得優(yōu)化的輸出電流，減小EMI，采用矢量控制的基本思想[9]，給出基于滯環(huán)空間矢量控制方式的電流控制器。若使系統(tǒng)數(shù)字化，開關頻率可由采樣時間控制。

2基于神經(jīng)網(wǎng)絡的電流滯環(huán)控制器

電流滯環(huán)控制器運行時無需系統(tǒng)的儲能器件的具體參數(shù)信息。用BP神經(jīng)網(wǎng)絡來替代傳統(tǒng)電流滯環(huán)調(diào)節(jié)器，在滯環(huán)控制的基本控制思路上訓練一個神經(jīng)網(wǎng)絡控制器來實現(xiàn)滯環(huán)控制控制的功能，導師信號如表1所示。基于神經(jīng)網(wǎng)絡滯環(huán)控制的系統(tǒng)控制結構框圖如圖2。三相電流的誤差信號送入神經(jīng)網(wǎng)絡中，參與計算，輸出開關信號S1，S3，S5，經(jīng)過邏輯合成后加到主電路的驅動電路上。

圖2所示神經(jīng)網(wǎng)絡調(diào)節(jié)器，該網(wǎng)絡有3層（3-5-3結構）。節(jié)點的作用函數(shù)采用Sigmoid函數(shù)

式中是第r步迭代時第k層第i個神經(jīng)元節(jié)點對于第h個樣本輸入時輸出；為第r步時第k層第i個神經(jīng)元節(jié)點對于第h個樣本輸入時所接收到的上1層（第k-1層）的輸入總和

點的閾值。

各點的權值Wij和閾值θij通過MATLAB軟件求出，通過DSP編程數(shù)字實現(xiàn)。Wij

圖3為系統(tǒng)在神經(jīng)網(wǎng)絡滯環(huán)控制器作用下系統(tǒng)仿真與實驗波形。

圖3a為給出階越給定時三相電流的響應過程，表明該調(diào)節(jié)器具有較快的響應速度。

圖3b，c，d給出了正常工況時的開關波形，電流波形，系統(tǒng)的單位功率因數(shù)波形顯示。

圖3e繪出了三相電壓不平衡時的三相電流。電源參數(shù)為Ea=Eb=Ec/0.85。變流器基本保持了每相電壓電流的同相位。

通過波形可以看出神經(jīng)網(wǎng)絡滯環(huán)控制器較好地實現(xiàn)了滯環(huán)控制器所有的基本功能。電流控制魯棒性好，電流響應快的優(yōu)點，同時可以限制器件的最高開關頻率，提高了滯環(huán)系統(tǒng)抗不平衡能力。滿足系統(tǒng)單位功率因數(shù)和低諧波的要求，同時它還具有一個新的優(yōu)點：當某個電流誤差信號丟失情況下仍然能正常工作。

3反饋丟失時的控制研究

反饋信號不正常是一種較為常見系統(tǒng)故障。常規(guī)數(shù)字滯環(huán)控制方案下，如果檢測環(huán)節(jié)有故障，某一相電流反饋信號丟失，那么系統(tǒng)不能正常工作，系統(tǒng)線電流響應仿真曲線如圖4a。但在神經(jīng)網(wǎng)絡控制電路中，由于神經(jīng)網(wǎng)絡的參與，調(diào)節(jié)器對單路反饋信號丟失具有一定的抑制作用。控制器檢測電流反饋信號，如果連續(xù)3個周期檢測到電流反饋信號為0，那么可確認反饋信號丟失，此時將該通道電流誤差設為0，參與神經(jīng)網(wǎng)絡滯環(huán)調(diào)節(jié)器的運算，輸出控制信號。系統(tǒng)實驗波形如圖4(b)~(d)，系統(tǒng)仍可以得到較好的輸入電流與輸出電壓波形，這主要歸功于神經(jīng)網(wǎng)絡的數(shù)據(jù)并行處理能力。從圖4(b)~(d)中可以看出系統(tǒng)的電壓電流響應還是較好的，對于單輸入信號丟失的穩(wěn)態(tài)電流波形顯示出了很強的魯棒性。而在同樣參數(shù)的常規(guī)滯環(huán)電流控制下，當Dia丟失時，系統(tǒng)不能穩(wěn)定工作。

4電流誤差增益在線修正

從控制的效果來講，如果滯環(huán)控制的容差帶越小，那么系統(tǒng)輸入電流的諧波成分就越小，THD值越接近于零。然而控制中由于系統(tǒng)參數(shù)的約束，如果容差帶設計過小，系統(tǒng)難以實現(xiàn)，反而使得諧波成分增加。可以就額定負載下可以實現(xiàn)的容差帶進行分析，然后留取一定的裕量，作為額定容差帶，保證系統(tǒng)的條件能力。在控制中選擇1.2倍的額定負載時允許的容差帶作為導師信號中的δ值。

假設主電路3相參數(shù)對稱，輸入為理想三相正弦電壓源，任意時刻總有三個開關處于開狀態(tài)，另三個處于關狀態(tài)。上下橋臂不能同時導通。這樣，變流器的開關狀態(tài)便形成8個開關函數(shù)。開關函數(shù)定義為如下：

di=(i=1,3,5)=1,當Si(i=1,3,5)導通，Sj(j=2,4,6)關斷。di=0，當Si關斷，Sj導通。

在1個開關周期內(nèi)，假設占空比為Di。di=1時，輸入端向負載端輸出能量，電感電流減小；di=0時，輸入電感存儲能量，電感電流增加，電流波形如圖5。

階段1：

具有固定滯環(huán)帶的電流控制方式有一些缺點。在滯環(huán)帶范圍內(nèi)，由峰-峰電流的波動而產(chǎn)生的PWM頻率的變化受基波波動的控制，同時，電流誤差沒有嚴格的控制。滯環(huán)控制系統(tǒng)中，滯環(huán)容差帶是根據(jù)系統(tǒng)交流電流的額定工作點定的。這樣，系統(tǒng)在低電流工作時，電流噪聲成分相對增加，系統(tǒng)頻譜變差。因此，根據(jù)靜態(tài)工作點的改變，相應改變系統(tǒng)的滯環(huán)容差帶，可以保證系統(tǒng)電流頻譜不隨功率變化而變，這種思想較為適合負載變動頻繁的工作場合。系統(tǒng)的靜態(tài)工作點的分析可以通過檢測直流輸出來得到，但不是最佳的方案，因為時間工作過程中系統(tǒng)負載特性可能較為復雜，阻性、感性、容性是不可預測的，暫態(tài)過程中輸出電流與電壓的相位難以維持相同。對于高頻實時控制來講，可以通過FFT算法來分析系統(tǒng)的功率輸出獲負載特性，但應用該方案負載程度增加。本文提出一種較為簡單的控制方案。

將可逆變流器的三相靜態(tài)電壓量變換到兩相旋轉dq坐標系中，有

由于滯環(huán)控制可以控制系統(tǒng)功率因數(shù)為1，因此經(jīng)過3/2變換后，輸入有功功率是與d軸電流id成正比的，iq應該為0。設為id的標幺值，取額定負載時id的標幺值為1，所以在圖2所示的基本控制器中，令，其中k在實現(xiàn)時要加下限幅。

則輸入到神經(jīng)網(wǎng)絡中的電流為

nin=k△i(6)

5空間矢量調(diào)制神經(jīng)網(wǎng)絡控制器

這里Vk是變流器的電壓矢量。

任意時刻變流器期望端電壓Vr的相角對應于了復平面上6個區(qū)域中的1個。Vr可由給定區(qū)域內(nèi)的鄰近矢量來構成，從而降低電磁噪聲和開關次數(shù)[8]。

通過后面的仿真和實驗我們可以看到滯環(huán)神經(jīng)網(wǎng)絡控制器結構簡單，由于系統(tǒng)屬于數(shù)字化實現(xiàn)，最高開關頻率是固定的，在這一點上使得系統(tǒng)參數(shù)易于設計。但滯環(huán)控制開關的狀態(tài)是難以確定的。因此變流器期望電壓矢量一般不是由相鄰的矢量構成Vr的，任意時刻開關的狀態(tài)不可預知。

在滯環(huán)控制過程中，結合空間矢量調(diào)制原理，根據(jù)系統(tǒng)滯環(huán)條件的需要及系統(tǒng)此時期望矢量的位置來修正開關波形，形成如表2所示導師信號。導師信號中z區(qū)確定如圖8a所示，經(jīng)過這種修正后系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)時電流控制器所產(chǎn)生的開關隨時間而呈現(xiàn)空間矢量調(diào)制的特點，圖8b所示為空間矢量滯環(huán)調(diào)節(jié)穩(wěn)態(tài)工作時開關波形，可以看出穩(wěn)態(tài)時開關按照規(guī)律由同一區(qū)域的開關矢量來合成。

式中Vs是電壓源矢量；i*s參考電流矢量。

6仿真與實驗說明

系統(tǒng)中的參考電流可由下面的方程得到

I*=P*/E

這里E可由整流濾波取平均值的方式得到。

參考電壓Uref同輸出電壓Uo的差值經(jīng)PI調(diào)節(jié)后，取其為電流峰值參考，再分別與三相的同步信號相乘，得到內(nèi)環(huán)電流的參考信號I*，得到瞬時參考電流給定ijcom(j=a,b,c)，再與實際相電流ij相比較得到電流誤差信號△ij，與K相乘然后輸入神經(jīng)網(wǎng)絡控制器，神經(jīng)網(wǎng)絡的輸出即為開關信號算法由DSP（TiTMS320c240[9]）來實現(xiàn)。主要參數(shù)及檢測設備如下：

7結論

本文研究了三相變流器的神經(jīng)網(wǎng)絡控制方案。①將神經(jīng)網(wǎng)絡控制技術與電力電子電路滯環(huán)控制結合起來，實現(xiàn)了神經(jīng)網(wǎng)絡在快速變化量控制中的應用，可以提高系統(tǒng)魯棒性與控制的容錯能力，在三相輸入電源不平衡和某一相負載電流反饋丟失時，系統(tǒng)依然保持較好的控制性能；②評估系統(tǒng)負載特性，并根據(jù)負載的變化而改變電流誤差增益，有助于提高系統(tǒng)電流控制性能，全程優(yōu)化諧波，算法較為簡單；③容差帶與負載特性、開關頻率有機結合，才能保證系統(tǒng)的調(diào)節(jié)能力；④為了減小開關頻率和開關損失，采用了將空間矢量調(diào)制運用到滯環(huán)控制中的技術，由于采用數(shù)字神經(jīng)網(wǎng)絡進行調(diào)節(jié)，易于實現(xiàn)。

參考文獻

[1]鄔偉揚，鄭穎楠，劉彥民（WuWeiyang，ZhengYingnang，LiuYanmin）．AC/DC功率變流技術的發(fā)展與現(xiàn)狀（AreviewofAC/DCpowerconversiontechnique）[R]．西安：中國電力電子技術學會五屆一次理事會學術報告（xi’an：DissertationofChinapowerelectroniccouncilconference），1999．

[2]WeiyangWu，YingnanZheng，etal．Anovelindireetcurrentcontrolledrealizationforthethreephasevoltagesoureereversibleconverter[C]．IPEMC’2000August2000，TsinghuaUniversityBeijing，China.

[3]KiTaePark，JunKooKang，SeungKiSul．AnalysisanddesignofthreephaseboostPWMconverteragainstpowerdisturbances[C]．1997，774-776．

[4]FumioHarashima，etal．Applicationofneuralnetworkstopowerconvertercontrol[C]．Conf.Rec.IEEE-IASAnnu.Meeting,Conf.Rxc,1989，1087-1091．

[5]KamranF．Animproveddead-beatrectifierregulatorusinganeuralnetpredictor[C]．IEEE，PESC，1994，1431-1436．

[6]MalesaniL．AnovelhysteresiscontrolmethodforcurrentcontrolledvoltagesourcePWMinverterwithconstantmodulationfrequency[J]．IEEETransationsonIA，1990，26(1)：88-92．

[7]MinBd．SVPWMbasedhysteresiscontrolforthethreephasePWMconverter[J]．IEEProc．Electr．PowerAppl．1999，146(2)：225-230．

[8]TMS320F/C24xDSPcontrollersreferenceguide[M]．