導語：如何才能寫好一篇電路設計論文，這就需要搜集整理更多的資料和文獻，歡迎閱讀由公務員之家整理的十篇范文，供你借鑒。

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在學生愿意主動來到課堂學習的前提下，吸引學生的學習興趣更為重要。為了可以讓學生興趣盎然地參與到教學過程中來，教師在能講述知識的前提下，還要能激發學生的學習動機，喚起學生的求知欲望。在這方面，教師可以結合實際應用，講述一些射頻集成電路在日常生活中的應用。比如，美國半導體產業協會（SIA）總裁兼執行長BrianToohey曾指出：“從物聯網、智能汽車、智能家居等市場都可以看出，半導體普遍出現在每一種產品類型中，而且正變得無處不在。”僅僅在我們每天使用的智能手機中就包含RF收發器、功率放大器、天線開關模塊、前端模塊、雙工器、濾波器及合成器等關鍵射頻元件。而且有報告指出，2011年這些射頻器件的市場規模為36億美元，預計2011~2015年的年復合增長率為5.6%，到2016年主要的射頻器件市場將達47億美元。此外，目前應用比較廣泛的WiFi及物聯網都與射頻集成電路有著密切的關系。這些切實應用由于與學生的生活以及將來的就業息息相關，因此，相關內容的講述能夠有效地激發學生的學習熱情。

二、如何讓學生成為課堂的主人

“以教師為中心”“以灌輸為主要形式”的傳統教學方式已經無法適應新時代的需求。如果教師僅根據教材對內容進行枯燥的講解，無法抓住學生的注意力，學生很容易溜號，影響課堂教學質量。因此可以通過引進研究型教學模式、師生互動來活躍課堂氣氛。所謂“研究型教學模式”即將教師由知識的傳授者轉變為學習的指導者，將學生由被動的學習轉變為主動的學習。如何使學生成為課堂的主人，在教學實踐中發現培養學生的問題意識是課堂教學的有效手段，教師可以通過創設開放的問題情景，引導學生進入主動探求知識的過程，使學生圍繞某類主體調查搜索、加工、處理應用相關信息，回答或解決現實問題。比如，以射頻技術在物聯網中的應用為開放課題，學生通過查資料，分析整理，更深刻體會了射頻技術在智能家居、交通物流、兒童防盜等方面的應用，使學生在學習過程中主動把“自我”融入到課程中，敢于承擔責任，善于解決問題。

三、讓學生走上講臺

學生是課堂的主人，因此，可以改變以往教師在講臺上講、學生坐在下面聽的傳統教學模式。讓學生走上講臺可以將傳統的講授方式轉換為專題研討的教學模式。教師可以提前布置專題內容，如射頻器件模型、射頻電路設計、射頻技術發展、射頻技術的應用及未來發展趨勢等。有個專題內容作為核心，學生可以在老師的指導下通過檢索資料，組織分析資料，最終走上講臺向老師和其他學生講述相關的內容。通過幾年的實踐，發現這樣可以增加學生學習的主動性和自覺性、同時也能使學生對相關的問題發表各自的觀點，形成對問題各抒己見、取長補短的研討學習方式，大大拓寬學生的知識面以及綜合表述能力。

四、通過實踐教學加深理解理論教學內容

理論教學是掌握一門技術的基礎，但實踐教學也是必不可少的。學生在掌握一定的基礎理論的同時，須要通過設計實踐來強化鞏固。實踐教學的引入，不僅能夠加深學生對理論知識的深入理解，洞悉細節，提高學生的動手能力，還可以培養學生創新思維及科研能力。因此，教師可以通過設置幾個開放的課程設計內容來讓學生主動研究探索。在本課程的教學中，本人已經有計劃地進行了實踐教學活動，例如，在實踐教學中，曾經給學生布置了“用于GPS的低噪放電路設計”的實踐設計。在該設計過程中，學生須要深入理解多方面知識，比如明確GPS的頻段、確定低噪放的電路結構，并有效評估電路性能等。為了課程設計的順利進行，學生須要進行查閱分析資料、軟件安裝、軟件學習、電路設計、課程論文撰寫等幾個環節的分析設計工作，并最終在實踐中系統深刻地理解掌握課程的理論內容，為以后的工作及深造打下堅實的基礎。

五、鼓勵學生參與科研項目

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1.1基本原理LVDS驅動線路可以有多種結構，常見的包括單電源模式、雙電流電源和電壓模式。單電流源模式需要較大的電阻，如果采用傳輸邏輯實現電壓驅動，需要復雜的電路對電壓進行修正。因此在設計中可以選擇雙電流源模式進行驅動。電路如圖：雙電流源模式的電阻需求較小，可以方便的提供恒定電流，相對穩定。雙電流源模式，對PMOS管以及NMOS管進行分別設置，形成兩個電流鏡（M1、M2、M3、M4）。通過適當的調節可以保證電流輸出穩定在3.5mA。M2和M4、R組成偏置電路產生偏置電流，然后通過電流鏡映射到M1和M3端，為驅動電路提供電流。如果in1是高電平則M5、M8導通，M6、M7阻斷。電流從M5通過，從out1輸出，經過電阻控制后再從out2輸入，進入M8后經過M3，形成一個回路。這樣驅動電路輸出端out1和out2上的電流相反，形成一個差分信號。

1.2電路模型構建和分析按照前面的分析，M2和M4提供偏置電流，如果要保證電流經過電阻R的電流與偏置電流一致，并控制其參數，根據電流鏡的原理，只需要對M1的寬度進行調整，設置為M2的3.5倍。如果此時Ir=1則驅動電路工作電流為3.5mA。同時設定電阻R=200Ω，并確定M2和M4寬長比一致，設定二者漏極電流就可獲得其相對應的電壓。為了獲得穩定的工作電流3.5mA，設計要求M1和M3的漏極電流為3.5mA。根據電流鏡的工作原理，可以得到各個關鍵位置的基本參數。獲得相關的M2和M4的比值。在電路輸出后，為了保證反轉時性能的穩定，M5-M8管應保持參數一致。所以計算其中一個即可獲得其他的參數。在電流導通的時候M5是非飽和狀態，因此在輸出時LVDS的高電壓為1.25V，同時電流源的電流為3.5mA，所以MOS開關啟動的時候，漏流為3.5mA，而Vds則很小，為100mA。經過計算可以得到M5的寬長比。實際中往往取值較大，因為這樣可以減少溝道電阻，加快電平的轉換速度。通過仿真可以對LVDS的驅動器進行修正，最終獲得各個MOS管的尺寸、電阻和電容等，提高電路的性能。

2LVDS接受設計

在設計中電路的核心部分是接受電路，電路圖如下，in1和in2為LVDS輸入信號，經過運算和放大后，經由反向器輸出。按照電流鏡的基本原理其中M3和M4的參數一致。此時Id3為主導，Id4隨其發生改變，且二者相等。如果in1和in2相同，此時Id1=Id2；Id3=Id4.從而Id4=Id1=Id2，Iout為零。如果輸入的差分信號為共模則電流為零。如果輸入信號中in1大于in2則PMOS將發揮作用，此時電流只能從out端流出，而Iout大于零。相反則出現Iout小于零的情況，輸入的LVDS信號直接會導致Iout的改變。按照差分放大器的各種性能要求，利用相關公式即可獲得相關技術參數，各個點位的電壓和電流，如圖2中所示。

3結束語

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信號處理電路本身也存在于低電壓手持心電的前置信號放大結構中，其主要為手持心電的電極拾取飾件發出的信號進行接受以及處理和分辨等工作，同時有效的對心臟跳動的信號進行增益，對相關雜亂信號進行降噪處理。具體來講，信號處理電路首先需要針對自身的抗極化電壓進行設計，保證抗極化電壓能夠有效滿足信號放大的要求，保證信號處理電路能夠在滿足信號增益的過程中滿足低電壓手持心電的正常工作情況，其具體的抗極化電壓以及電路設置的增益情況應該根據實際情況進行選擇和調整。一般抗極化電壓設置為500mV；其次信號處理電路的設計需要保證電路的頻率不會對心臟跳動信號的頻率采集工作造成一定的影響，具有相應的雜頻降噪功能，使用輸入緩沖電路中的高精度運算放大器就能夠有效的完成這一工作。同時注意好信號處理電路的失調電壓設置工作，保證失調電壓不會出現飽和情況，常規下信號處理電路的失調電壓設置的最大線路為0.55mV。

2右腿驅動電路設計工作

右腿驅動電路的作用更多的是在低電壓手持心電的運轉過程中消除手持心電自身工作頻率對心臟頻率信號采集工作的干擾，使低電壓手持心電在運轉過程中能夠提供更小的電能消耗以及擁有更小的輸出擺幅。具體來講，右腿驅動電路的設計應該保證手持心電電壓最大的輸出范圍部隊對手持心電的功能發揮造成影響，保證其在60uA的靜態工作電流下仍然能夠有效的發揮手持心電的具體功能作用。

3起搏脈沖檢測電路設計工作

起搏脈沖檢測電路的功能主要是對低電壓手持心電中起搏脈沖信號的收集以及檢測再到最終與A/D轉換器的信號交換工作提供相應的電能，因此起搏脈沖檢測電路的設計工作對于低電壓手持心電的具體工作沒有較大影響，只要注意到發揮其降低手持心電的功率消耗以及電能成本的優點就行。

4電源電路的設計工作

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當電纜沒有開路、錯位質量故障時，A0～A31端的電纜等效電阻RT≤7000mΩ時，對A0～A31端分別取樣進行精密測量。在綜合考慮IC100～IC131輸入端低電平應≤0.7V和圖2中運算放大器輸入靈敏度兼容情況下，取恒流源IS的輸出電流為10±0.5mA，Re0～Re31＝33Ω±5%，Vces≤0.1±0.05V。因此可以計算出VA采樣取值范圍是0.353～0.566V，VB的采樣取值范圍是0.348～0.384V。為此圖2中選用OPA335運算放大器，其輸入電壓范圍是0～3V（單電源供電時），最大輸入失調電壓為5μV。圖2中運算放大器輸出電壓V0～V31可由式（4）計算。由于OPA335的最大輸入失調電流是70pA，在設計中控制最大輸入電流在0.1～1mA之間，選擇RA＝RB＝2kΩ±5%，R1＝RF＝33kΩ±5%，電壓增益為16.5，輸出電壓范圍0～3.6V。

2測量分析電路設計

A/D轉換與分析電路設計在圖3中，A/D轉換電路ADC0809的輸入端IN0~IN7分別與圖2中運算放大器的輸出端V0～V7連接，將模擬信號轉化為8位數字輸出信號，并傳送給單片機的D0～D7端口，由單片機進行分析運算。路模擬輸出信號共需要4塊ADC0809電路進行模數轉換。單片機P0.0～P0.7端口接收ADC0809輸出的8位數字信號后進行分析。

3電纜等效電阻檢測程序設計

3.1標準等效電阻值確定

端子壓接后電纜等效電阻的標準值因電纜長度不同而有差異。可采用預先設定標準值和自動確定標準值兩種方法。對線徑為0.4mm的銅芯線電纜，預先設置標準值RT標準可按照式（5）進行計算：RT標準=75+148•L（5）其中，L是電纜長度，單位為m；RT標準的單位是mΩ。自動確定標準值方法是以正常工藝在質量穩定情況下，將首根檢驗的壓接端子的電纜作為樣品，對32個芯線等效電阻進行自動檢測對比，選取其中的最小值，然后乘以系數1.05作為標準值。

3.2自動設定標準值程序設計

標準等效電阻值存放于I2C存儲器AT24C08中。檢測程序設計多路通信電纜端子精密檢測的主程序流程圖如圖5所示。以下為采集的主要函數，假設通道數為36路。

4批量檢測結果分析

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1.1ARM處理部分

針對ARM內核的高速可順序執行特性，更適合處理復雜協議信息。ARM處理部分在設計中主要負責協議層處理工作，包括通信信息、人機交互設定、系統工作參數監測、報警數據設定、監測以及系統數據分析處理等多方面的工作，整體采用搶占式進行多任務分配，提高CPU利用率以及系統魯棒性。

1.2FPGA控制部分

總體來看，FPGA主要負責硬件設備底層驅動的讀寫，作為ARM的一個外部擴展RAM進行外設數據交換，所有FPGA采集、輸出的數據均可通過ARM的可變靜態存儲控制器(FlexibleStaticMemoryController，FSMC)總線讀寫。在設計中運用FPGA獨特的可多任務并行執行的特性，FPGA控制部分主要負責外部通信模式的選擇；外部模擬信號的采集、輸出溫度的控制、時鐘同步、時鐘移相、數碼管計數顯示等多項功能的處理。在外部模擬量、氫原子鐘內爐溫度采集部分，由FPGA內部硬件采用狀態機形式通過兩片AD7490D對外部32路模擬量采集，并直接用模數轉換器進行控制處理；另一個狀態機通過熱敏電阻對內爐頂，上，底等三部分溫度進行采集；在溫度輸出控制部分，通過三路PWM控制方式，以外部溫控器作為驅動信號，調節加熱功率。在模數轉換部分由專用基準電壓芯片REF192產生參考電壓，溫度轉換經過帶有前置運算放大器（Operationalamplifier，OP）的模數轉換器進行采樣，并同時具有抑制50Hz抑制功能，以抵消測量中所產生的工頻干擾。在通信電路的設計部分由FPGA來選擇所采用的通信方式，其中串口通信采用隔離式電平變換芯片，避免電平不兼容或是不同設備間的靜電釋放（Electro-Staticdischarge，ESD）所帶來的放電損壞；以太網部分采用專用以太網接口模塊，可同時兼容TCP/IPv4、用戶數據報協議（UserDatagramProtocol，UDP）等。

1.串口通信接口的電路設計

原本的串口通信設計為了滿足兩路串口通信的技術指標，采用AT89C52結合通用同步異步接收發送器8251A實現雙串口的擴展。本文采用ADM3251E[3]來解決多路串口的通信功能。ADM3251E是一款高速、2.5kV完全隔離、單通道RS-232/V.28收發器、具有isoPower隔離電源的雙通道數字隔離器，設計中無需使用單獨的隔離DC-DC轉換器。由于RIN和TOUT引腳提供高壓ESD保護，因此該器件非常適合在惡劣的電氣環境中工作，或頻繁插拔RS-232電纜的場合。ADM3251E采用ADI公司的芯片級變壓器iCoupler技術，能夠同時用于隔離邏輯信號和集成式DC-DC轉換器，因此該器件可提供整體隔離解決方案。

2.ADC模擬量采樣電路設計改進

原本的ADC采樣電路使用兩片ADC0816。ADC0816是逐次比較式16路8位A/D轉換器，其內部包含有一個8位A/D轉換器和16路的單端模擬信號多路轉換開關，轉換精度為1/2LSB，轉換時間為100us（時鐘頻率為640KHz）。改進設計中采用AD7490，它是一款12位高速、低功耗逐次逼近型ADC。同時AD7490采用單電源工作，電源電壓為2.7V至5.25V，最高吞吐量可達1MSPS；其內置一個低噪聲、寬帶寬采樣/保持放大器，可處理1MHz以上的輸入頻率；轉換過程和數據采集過程通過CS和串行時鐘進行控制，從而為器件與微處理器接口創造了條件。

3.溫度控制部分的設計改進

溫度對于氫原子鐘來說是個很重要的因素，溫度控制不好會引起氫原子鐘穩定度變差；溫度失控會直接導致氫原子鐘沒有中頻信號輸出。因此在溫度控制的設計中首先要做到可靠、穩定。原先的溫度控制系統采用模擬控制多塊電路板各溫度區域獨立控制模式，其缺點是變容二極管參數數值不在正常工作范圍內之后，需要人為調整電路板的電位器，即通過人為改變電阻的模式來達到調整溫度的目的。在數字化智能溫控設計中采用AD7792[4]，AD7792具有兩個高精度的可編程恒流激勵源，內置有可編程的儀表放大器，可以對不同的輸入信號選擇相對應的放大倍數，實現信號的匹配。它內置16位ADC，采用SPI串行接口，容易實現光耦隔離，有三路差分模擬輸入，可以滿足設計中分別對內爐頂，上，底三部分溫度進行采集的設計要求。AD7792為適應高精度測量應用的低功耗、低噪聲、完整模擬前端，內置一個低噪聲、帶有三個差分模擬輸入的16位Σ-Δ型ADC。它還集成了片內低噪聲儀表放大器，因而可直接輸入小信號；內置一個精密低噪聲、低漂移內部帶隙基準電壓源，而且也可采用一個外部差分基準電壓。圖2中所示CHAN表示溫度區域，其中CH1代表內爐頂，CH2代表內爐上，CH3代表內爐底；ACTU代表采樣溫度數值，SET代表設定溫度數值，OUT代表了輸出功率的大小。

4.移相同步精度設計改進

傳統控制板同步精度為100ns±邏輯門延時（約幾個ns），移相分辨率為0.1us。經過設計改進后，采用獨特的先倍頻后同步技術，可大大提高移相同步分辨率。在本次應用中，先對外部輸入的10MHz方波信號，經過FPGA內部的鎖相環（PhaseLockedLoop，PLL）的配置進行零度移相五倍頻，得到和輸入信號零相位差的50MHz信號。上一幅為10MHz信號波形，下一幅為倍頻后的50MHz方波信號波形。

5.DDS電路設計部分

之前控制板在綜合器設計輸出時，采用AT89C52驅動三片74LS595串入并出輸出6位8421碼共24位數據信息經25芯彎角插座（DR-25）將數據傳輸至接收機控制板，再由CPLD處理后輸出所需的頻率信號。而目前設計中選取AD9956[5]，使用直接數字式頻率合成器（DirectDigitalSynthesizer，DDS）技術直接從監控板輸出所需的頻率信號，AD9956是由美國AnalogDevice公司推出的高性能的DDS芯片，提供速度高達400MHz的內部時鐘，可合成頻率高達160MHz，支持2.7GHz的時鐘輸入(可選2，4或8分頻)、內部集成14位的D／A轉換器，具備快速頻率轉換、精細頻率分辨率和低相位噪聲輸出的性能，適用于快速跳頻頻率合成器的設計，本設計DDS輸出頻率信號可以根據鍵盤鍵入的頻率值不同而輸出不同的頻率值。

6.存儲器設計改進

氫原子鐘必需具有對時間以及對所監測數據實時保存的功能。然而外部存儲器的選擇也是多種多樣的，目前應用最多的仍是SRAM、EEPROM及NVRAM這三種方案。我們目前使用的存儲器就是采用SRAM加后備電池的模式，型號62256，它是組織結構為32K*8位字長的高性能CMOS靜態RAM。在設備掉電的情況下，存儲數據易丟失。同時SRAM加后備電池的方法增加了硬件設計的復雜性，降低了系統的可靠性；EEPROM方式可擦寫次數較少(約10萬次)，且寫操作時間較長(約10ms)；而NVRAM的價格問題又限制了它的普遍應用。因此越來越多的設計者將目光投向了新型的非易失性鐵電存儲器(FRAM)。鐵電存儲器具有以下幾個優點：可以總線速度寫入數據，而且在寫入后不需要任何延時等待；有近乎無限次擦寫壽命；數據保持45年不丟失；具有較低的功耗。設計中采用的FM25L16是串行FRAM。其內部存儲結構形式為2k×8位，地址范圍為0000H~07FFH，FM25L16支持SPI方式0和方式3。具有先進的寫保護設計，包括硬件保護和軟件保護雙重保護功能。FM25L16的數據讀寫速度能達到18MHz，可與當前高速的RAM相媲美。結束語從設計的測試結果來看，全新的設計模式對電路的性能，可靠性，穩定性等多方面都有很大的提高，具體表現如下所示：

（1）設計中采用AD7490替代ADC0816，從而使得ADC精度提高8bit升級到12bit，精度提高了16倍，并且無需經過外接模擬開關，減少了信號經過多個模擬芯片引起誤差。

（2）溫度控制系統采用全數字化設計模式，提高測量精度，降低干擾，可避免處理運放電路所造成的對溫度飄移的影響以及多級模擬帶來的累計誤差，最重要的一點就是不用再人為的通過改變電阻模式來達到調整溫度的目的。

（3）綜合器設計部分采用DDS處理技術，直接從監控板輸出所需頻率信號，從而大大減少設計中潛在的故障點，大大提高了設計的可靠性，穩定性。

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在高速數字電路設計技術的研究中,最為主要的研究點在于:

(1)高速數字電路信號的完整性;

(2)高速數字電路電源的設計兩個方面。在本節中,筆者將進行系統的闡述,強化對高速數字電路設計的認識與研究。具體而言,主要在于以下幾點內容:

1.1高速數字電路信號的完整性設計

在高速數字電路信號的完整性設計中,最主要的研究要點在于兩個方面:一是不同電路信號網傳輸信號的干擾情況;二是不同信號在電路信號網中的相互干擾情況。也就是說,在電路信號的完整性中,信號干擾是最為關鍵的因素,無論是對于干擾問題,還是對于反射問題,都是高速數字電路信號完整性設計的研究要點。在理想狀態之下,不同阻抗是相等的,存在相互匹配性。所以,在電路設計的過程中,要特別注意阻抗的控制,阻抗過小(過大)都會對線路中的電流及電壓造成影響,進而形成信號干擾問題。當然,在高速數字電路的設計中,是很難以讓臨界阻抗與電路新城相互匹配的狀態,這就強調,高速數字電路信號系統,應最可能的處于較為合適的狀態,以最大程度上提高高速數字電路的信號質量。

1.2高速數字電路電源的設計

高速數字電路電源設計,是設計技術研究的重點內容之一。對于高速數字電路而言,需要大量的低電壓元器件的應用,以更好地確保設計的需求。但是,低壓元器件的應用,帶來了一個問題,即電源穩定性受到一定的影響,造成電源設計問題的出現。因此,在實際的設計過程中,需要對高速數字電路電源設計作充分的考慮。在電源設計中“,電源完整性”是主要的關鍵因素,是指電源波形的質量。這一因素的影響主要表現為:

(1)瞬間電流產生過大,即在高速開關狀態下,線路器件極易產生過大的瞬間電流;

(2)信號回路阻抗變大,即在電路之中,過多的電感以至于回路阻抗變大,進而產生一定影響。因此,在高速數字電路電源的設計中,最為理想的狀態的設計就是在高速數字電路電源系統中,并不存在所謂的“阻抗”。這樣一來,不僅不存在阻抗所帶來的損耗,而且確保了系統中各電位的恒定,當然,在實際之中,理想狀態的設計是不存在,電源系統所形成的干擾噪聲,對高速數字電路系統的運行造成較大影響。于是乎,電路設計應對電源的電阻及電感做充分的設計考慮,提高高速數字電路設計的有效性。

2結語

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1.1TEC工作原理

半導體制冷器（TEC）是以帕爾貼效應為基礎研制而成，其最基礎的元件是利用一只P型半導體和一只N型半導體連成的熱電偶。當通電后在兩個接頭處就會產生溫差，電流從N流向P，形成制冷面；電流從P流向N，形成制熱面。若干組熱電偶對串聯就構成了一個簡單的半導體制冷器。在制冷面或制熱面增加一個熱交換器就可以完成半導體制冷器與外界環境的能量交換。

1.2半導體激光器溫控電路設計

1.2.1半導體激光溫控電路原理

高穩半導體激光器一般都有內置半導體熱電制冷器（TEC）和溫度傳感器等相關的溫控元件來保證激光器管芯溫度可控。半導體激光器內置溫控系統基本工作原理如圖1所示。將溫度傳感器（常用負溫度系數的熱敏電阻）與激光器管芯安置在同一熱沉上，起到實時監測激光管芯溫度的作用。在常溫25℃時（在25℃時激光器的整體性能最為優良），通過調節由R1和R2組成的電阻網絡可以設定比較器的參考電壓值，在這里稱之為基準電壓。以25℃為參照，若LD管芯溫度相對升高，則熱敏電阻的阻值變小，比較器的負輸入端電壓相對變小，輸出電壓也隨著變化。TEC驅動源將驅使電流從N型半導體流向P型半導體形成制冷面，實現對LD管芯進行制冷。若LD管芯溫度相對降低，則熱敏電阻的阻值變大，比較器的輸入電壓相對變大，輸出電壓也隨著變化，TEC驅動源將驅使電流從P型半導體流向N型半導體，形成制熱面，實現對LD管芯制熱。

1.2.2TEC驅動源類型

半導體激光器的溫度控制系統需要滿足溫度控制精度高、響應速度快且穩定性高的要求，同時要能實現制冷和制熱雙向控制，以適應外界溫度變化和半導體激光器本身工作條件變化。一般情況下，TEC驅動源按驅動工作模式可以分為線性工作模式和脈寬調制工作模式（PWM）兩種類型。TEC驅動源線性工作原理：通過控制三極管的開關狀態可以控制驅動TEC的電流大小和方向，這種驅動方式的效率一般低于50%，需要為三極管提供良好的導熱通道，且有控溫“死區”。但這種模式有噪聲低和可靠性高等優點。TEC驅動源脈寬調制（PWM）工作原理：在PWM方式下，三極管工作在飽和狀態，而不是線性區域，只有當需要向負載供電時才導通。電路通過4個三極管來控制電流的方向和大小，電路結構呈H橋型。PWM方法可以有效地提高效率和降低功率部件的熱量，工作效率一般大于80%，能實現無“死區”溫控。但這種模式有著噪聲高和可靠性低等缺點。兩種驅動源在實際使用中各有利弊，具體采用何種驅動方式需要根據實際情況來最終確定。

2航天高穩激光源溫控電路設計方案

2.1MAX1968功能及其特點

MAX1968是MAXIM公司研制生產的一款高度集成具有紋波噪聲抑制功能的脈寬調制TEC驅動芯片，調制頻率為500kHz/1MHz；單電源供電，供電電壓范圍為3~5.5V；能夠實現最大3A雙向TEC驅動電流，完成對LD管芯的制冷或制熱。MAXIM公司研制生產的MAX1968芯片具有體積小、效率高、價格低和可實現雙向無死區溫控等優點，但也存在封裝材料簡單（塑料器件）和工作溫度范圍較窄等缺陷。

2.2MAX1968芯片設計電路及失效分析

2.2.1MAX1968芯片設計電路分析

MAX1968芯片資料有應用芯片電路推薦，從推薦電路應用方案來看，電路的設計在濾波、抑制紋波噪聲、LC濾波諧振電路等都做了詳細的考慮。在COMP引腳與GND之間焊接了0.01μF的電容，確保電流控制環的穩定工作。FREQ引腳接高電位，即內部振蕩器的開關頻率選擇為1MHz，這樣可以減小電容和電感值。按芯片資料推薦電路搭建芯片電路，將芯片使能引腳（SHDN）直接連接高電位，即當MAX1968芯片上電后芯片就需要工作，根據CTLI引腳的電壓輸入情況判斷TEC需要制冷或制熱，并立即實施。在實際使用過程中發現，在給該溫控電路上電瞬間，時有MAX1968失效的現象，具體表現為電源輸出電流急劇增大。

2.2.2MAX1968芯片失效分析

用立體顯微鏡、金相顯微鏡和晶體管特性圖示儀等儀器對兩只失效的MAX1968芯片進行了詳細分析，失效的情況完全相同，都是芯片的第5、6端之間以及第23、24端之間存在異常電應力，導致這幾端之間的鋁條燒壞短路所致。使用晶體管特性曲線圖示儀對這兩塊芯片進行引腳間特性測試，發現兩電路第6、8、10端（LX2）與第5、7端（PGND2）之間短路，第19、21、23端（LX1）與第22、24端（PGND1）之間短路。第9端（PVDD2）與第5、7端（PGND2）之間未見短路現象。將這兩塊芯片進行開蓋，在開蓋過程中，由于內部芯片尺寸較大，電路個別引腳經腐蝕后脫落，但經測試，短路現象依然存在，未破壞原始失效現象。在金相顯微鏡下，對兩塊芯片表面進行仔細觀察，發現兩塊芯片第5、6端以及第23、24端之間存在燒毀現象，如圖2所示。芯片為多層金屬化結構，從燒毀形貌分析，可能是下層鋁條燒毀后，導致上層鋁條燒毀短路。由于兩塊芯片失效現象一致，因此可以排除器件偶然缺陷導致失效的可能，應該是芯片失效與外部異常電應力導致內部場效應管擊穿。

2.3航天高穩激光源溫控電路設計方案

2.3.1完善MAX1968芯片電路設計

通過上述分析，結合芯片內部結構和TEC驅動源脈寬調制（PWM）工作原理，我們基本能判斷是芯片內部燒毀的通道發生在場效應管上。在試驗過程中發現，芯片失效是一個慢性漸變的過程，可以用14引腳（OS2）、15引腳（OS1）分別與GND的阻抗R和R'來表征，隨著上電次數逐漸增多，R和R'的阻值從開始的兆歐數量級慢性漸變到歐數量級，并最終失效。失效的原因認為是MAX1968芯片上電后，芯片就根據CTLI引腳電壓輸入情況判斷TEC需要制冷或制熱，并立即進行工作，上述過程在上電的一瞬間就會完成。這種輸入與輸出同時實施勢必會導致芯片內部有大的紋波電壓或大電流產生，因發熱而導致芯片失效。通過完善MAX1968芯片電路設計，在MAX1968的使能引腳中引入了毫秒級的延時，致使MAX1968芯片完成加電后再實施輸出工作。具體新的設計電路方案如圖3所示。通過大量的試驗證明阻抗R和R'的阻值不衰退，這說明對MAX1968芯片電路的完善是有效的。

2.3.2MAX1968新設計方案電路試驗驗證

根據完善電路特性搭建了對電路性能驗證比較的試驗平臺，試驗的基本思路是讓兩種電路（完善前和完善后）在帶同樣負載的情況下，分別對完善電路和未完善電路進行上下電連續沖擊，上、下電頻率同為13Hz，如圖4所示。在兩組電路的驗證中，完善之前的設計電路在經過約32min之后電源輸出電流突然增大，經測試發現MAX1968芯片已經失效。完善之后的設計電路在經過28天之后，測試MAX1968芯片的電性能依舊正常。由此可見對MAX1968設計電路的完善是有效的。

2.3.3航天高穩激光源溫控電路設計工程驗證

航天高穩激光源溫控電路，在某項航天測試（包括振動、沖擊、熱循環和熱真空等試驗）中各項指標都正常，最終順利完成了航天相關試驗。

3結束語

篇8

物理學是自然科學的重要學科之一，是一門建立在實驗基礎上的科學。在實驗研究中，測量是基本的、大量的工作之一。

"伏安法測電阻"作為中學物理的基礎實驗之一，又隨著測量技術的發展，對測量電阻準確度的要求也越來越高。而由于在中學物理中，我們對電阻的測量并未考慮到電表內阻，若能采取一定的措施，在測量電阻時不測量電表內阻也能較準確測量電阻。

本文在中學伏安法測電阻（內接法、外接法）的基礎上，對測量結果進行了誤差分析，并根據歐姆定律對電路進行創新設計，對兩種測量方案的結果進行了不確定度、相對誤差、精確度的比較。同時，在測量過程中，根據現階段數字測量的發展，也對電阻進行了一定的數字測量，對模擬化測量與數字化測量進行了比較。本文創新電路的設計，基本解決了測量系統中電表內阻對測量結果的影響。

伏安法測電阻作為中學物理測量實驗的基礎，將不斷成熟和完善，免測電有內阻伏安法測電阻的應用，不僅可以在普通物理實驗中進行，也可在一些技術性項目尤其是在缺乏實驗條件的情況下，達到較準確測量電阻的目的。

關鍵詞：伏安法、歐姆定律、電表內阻

Abstract

Thephysicsareoneofnaturalsciencesimportantdisciplines,isanestablishmentintheexperimentalfoundationscience.Intheexperimentalstudy,thesurveyisbasic,oneofmassivework."Thevoltammetrymeasuredtheresistance"takesoneofmiddleschoolphysicsfoundationexperiments,alsoalongwiththesurveytechnologydevelopment,tosurveystheresistanceaccuracytherequestmoreandmoretobealsohigh.Butbecauseinthemiddleschoolphysics,weconsiderstheelectricinstrumentbynomeanstotheresistancesurveyinternalresistance,ifcantakethecertainmeasure,whensurveyresistancethemishapelectricinternalresistancealsocanthemoreaccuratesurveyresistance.Thisarticleinthemiddleschoolvoltammetrymeasuredresistance(inconnection,outsideconnection)inthefoundation,hascarriedontheerroranalysistothemeasurementresult,andcarriesontheinnovationdesignaccordingtotheohm''''slawtotheelectriccircuit,hascarriedonuncertainly,therelativeerror,theprecisioncomparisontotwokindofsurveysplansresult.Atthesametime,insurveyprocess,accordingtopresentstagenumeralsurveydevelopment,alsohascarriedonthecertaindigitalsurveytotheresistance,tosimulatedthesurveyandthedigitizedsurveyhascarriedonthecomparison.Thisarticleinnovatestheelectriccircuitdesign,basicallyhassolvedinthemeasurementsystemtheelectricinstrumentnternalresistancetothemeasurementresultinfluence.Thevoltammetrymeasuredtheresistancetookthemiddleschoolphysicssurveyexperimentthefoundation,unceasinglymatureandwillbeperfect,exemptsmeasuredtheelectricitywillhaveinternalresistancethevoltammetrytomeasuretheresistancetheapplication,notonlywillbeallowedtocarryonintheordinaryphysicalexperiment,alsomightinlacktheexperimentalconditioninparticularinsometechnicalprojectinthesituation,willachievethemoreaccuratesurveyresistancethegoal.

Keyword:Voltammetry,ohm''''slaw,electricinstrumentinternalresistance

我們這次畢業設計的課題是"免測電表內阻伏安法測電阻"，它屬于電測量電阻領域，特別是屬于伏安法測電阻的范圍研究。

在"伏安法測電阻"中，電阻是一個基本的重要的物理量，又是必要的重要的基本的電學測量。隨著科學技術的不斷發展，科學實驗也在其重要的位置上發揮著作用，而"伏安法測電阻"作為普通物理實驗的基礎，一直處在重要的電學實驗、研究位置。

1820年，法國物理學家安培（1755.1.22─1836.6.10）發現了"安培定律"，奠定了電動力學的基礎；1827年，德國物理學家歐姆（1787.3.16─1854.7.6）在所發表的《電路的數學研究》一文中，提出了歐姆定律。歐姆定律在電路中是最基本的定律，為電學新時代拉開了序幕。之后，人們開始對電阻測量進行了一系列的研究，最基本的測量方法還是"電流表內接法和外接法"，其次是半偏法，還有就是替代法、補償法（電流補償、電壓補償）、電橋法（單電橋、雙電橋）。例如：惠斯通電橋是英國發明家克里斯蒂在1833年發明的，但是由于惠斯通第一個用它來測量電阻，所以人們習慣上就把這種電橋稱作了惠斯通電橋；開爾文電橋是1856年開爾文為了成功地裝設海底電纜中進行研制的。

國內對測電阻的應用研究是從19世紀80年代清華大學對測電阻的研究開始的，同時結合國外先進的經驗技術的基礎上，運用歐姆定律R=，在基本的電流表外接法、電流表內接法的基礎上，不斷測量電阻電路進行了創新，使得測量電阻能夠電路更簡單、計算更方便、精度更高。其中各種方法都有其優缺點，其中補償法相對于其它測量方法，其準確度比較高，計算也比較簡單，但是測量電路比較復雜，調節過程也相對繁瑣。

本課題先對電流表內外接法進行了測量，結合誤差理論，其誤差主要是系統誤差，所以我們這次畢業設計"免測內阻伏安法測電阻"，也是希望能夠在前人的技術發展的基礎上，找到一種適合我們普通高校的，方便我們學習、實驗、研究的方法，來更好的測量電阻，提高測量電阻的精確度。

畢業設計作為一門普通高校畢業生的必修課程，受到了越來越廣泛的重視時，讓我們畢業生能夠通過一種比較好的方式，學會自我學習和自我創新。"免測內阻伏安法測電阻"做的重要工作之一就是科學實驗。而測量是基本的大量的工作之一。所以此次畢業設計從科學實驗講，也讓我們更好地學會了科學實驗。

本次的"免測內阻伏安法測電阻"通過對普通的伏安法測量（電流表內接法、電流表外接法）的分析比較，通過對儀器儀表的學習使用，總結了物理實驗中的常用的數據處理方法（本次主要用到了最小二乘原理），并對伏安法測電阻的實驗方法進行了一定的創新性設計。

此外，在進行畢業設計的過程中，參閱了國內外大量文獻資料，吸收了眾多研究者的經驗和長處，所錄參考文獻如有疏漏處，請給予諒解。在此，還要特別感謝本次畢業設計的指導老師張昆教授的辛勤指導。

儀表結構和原理

儀表是磁電系張絲支承結構，磁系統采用鐵環軛式結構，漏磁較小，并且具有良好的防御外磁場影響性能，磁鋼用鋁鎳鈷合，并經過特殊的穩定處理，使儀表能長時期保持準確度，儀表的可動部分采用新型的張絲支承，用兩根高強度合金張絲固定在減震彈片上，并裝有限止器，使儀表具有良好的抗震性能。此外，可動部分采用張絲支承后，偏轉時不存在摩擦，使儀表的靈敏度和使用壽命大大提高。指針尖采用特種形影玻璃絲，能保證良好的直線性，刻度板下裝有消除視差的反光鏡，可保證儀表讀數的準確。測量機構裝在膠木外殼的單獨密封小室內，可防止外來的機械力作用和臟物侵害。儀表的量程轉換采用插塞，使用方便。

3.以下是用數字萬用表測得的C31型電表的內阻值

C31─A型電壓表RX0=0.7Ω

量程

45mV

75mV

3V

7.5V

15V

測量值

15.8Ω

31.3Ω

1.502KΩ

3.75KΩ

7.50KΩ

量程

30V

75V

150V

300V

600V

測量值

15.01KΩ

37.5KΩ

75.0KΩ

149.9KΩ

0.299MΩ

C31─V型電壓表RX0=0.6Ω

量程

75mA

15mA

30mA

75mA

150mA

300mA

測量值

4.2Ω

3.0Ω

1.9Ω

1.2Ω

0.9Ω

0.8Ω

量程

750mA

1.5A

3A

7.5A

15A

30A

測量值

0.7Ω

0.6Ω

0.6Ω

0.6Ω6AAM.阻"的設計中，對電阻的測量，也間接的用到了歐姆定很

0.6Ω

0.6Ω

目錄

緒論-5-

第一章伏安法測電阻-7-

一、電表-7-

1.產品的技術特性-8-

2.儀表結構和原理-9-

3.以下是用數字萬用表測得的C31型電表的內阻值-9-

4.直流電流表-9-

5.直流電壓表-10-

二、可調電阻-10-

1.旋轉式電阻箱-10-

2.變阻器-12-

三、電流表內接法、外接法-12-

1.電流表外接法-13-

2.電流表內接法-15-

第二章三種典型測量方法簡介-17-

一、替代法-17-

1、電流表與電阻箱加電鍵組合測待測電阻（替代法）-17-

2、電壓表與電阻箱和電鍵的組合測待測電阻（替代法）-17-

二、電橋法-18-

三、補償法-18-

第三章免測電表內阻伏安法測電阻-19-

第1節電路原理、測量方法及步驟-19-

第2節測量數據處理-20-

一、5.1Ω標稱電阻-20-

二、2KΩ標稱電阻-21-

第3節與伏安法測電阻的對比分析及實驗結論-21-

第四章指針式儀表與數字式儀表的比較研究-23-

第1節推陳出新是歷史之必然-23-

第2節模擬電表與數字電表-23-

第3節數字電表的特點-23-

第五章創新電路在不同電路系統中的應用-25-

一、創新電路在變壓器測電阻中的應用-25-

注意事項-25-

規范要求-25-

有關換算-26-

實例分析-26-

二、毫歐姆級電阻測量-27-

第六章數字電路概述-28-

一、數字萬用表的敘述-28-

一.概述-28-

二.安全事項-28-

三.技術特性-28-

四.電阻測量-29-

二、數字萬用表對5.1Ω、2KΩ電阻的測量及數據處理-29-

第七章電阻的數字化測量-31-

一、比例運算法-32-

二、比率法-32-

TheProblemofMeasurement,ElectricalInstruments-33-

英譯漢：電氣儀表的量度問題-35-

電氣儀表-36-

主要電氣儀表及其用途-36-

結束語-38-

參考文獻-40-

附錄-41-

一、電阻箱的誤差限-41-

二、電壓、電流波動引起的誤差限、-41-

篇9

由于微小平面度的高精度測量對測頭需要小型化和輕量化，因此采用measurement公司MHR050型LVDT傳感器，輕質鐵芯有助于減小應力以及保證鐵芯激勵組件結構的完整性。線圈和鐵芯之間的緊密電氣耦合可得到高度靈敏的測量效果。整體質量6g，線性量程±1.27mm，激勵電壓3Vrms，工作頻率范圍2kHz~20kHz。LVDT傳感器輸入的是磁芯的機械位移，輸出是與磁芯位置成正比的交流電壓信號，結合信號調理芯片AD698使用能夠以較高精度和重復性誤差將傳感器的機械位移轉換為單極性或雙極性直流電壓。

電信號經低噪聲AD8476差分運算放大器送至A/D轉換器。預達到平面度誤差0.1um~0.01um的精度，所需A/D轉換器的位數n。由于線性量程為±1.27mm，即在3mm的范圍內實現最小0.01um的分辨率，經計算需21位的ADC芯片，考慮到噪聲和濾波的影響，因而采用24位AD7190模數轉換芯片。該芯片是一款適合高精密測量應用的低噪聲完整模擬前端，可以配置為兩路差分輸入或四路偽差分輸入，最高輸出速率為4.8kHz,最高無噪聲分辨率為22.5位，失調漂移為5nV/C。本系統中對于單片機的要求并不高，選用STC12C5A60S2單片機作為控制器。該芯片采用貼片封裝、體積小，有利于系統集成。

二、電源電路設計

雖然開關電源具有體積小、效率高等特點，但是存在一定的紋波并且開關噪聲較大，因此系統采用線性電源，線性電源先將交流電經過變壓器再經過整流、濾波、電壓反饋調整得到高精度穩定的輸出電壓。實驗室現有±12V線性電源，由于電路中的芯片還需要±9V和+5V供電電壓。因此采用線性穩壓器件調整得到所需電壓值，TPS7A4901是一款輸入為3V至36V超低噪聲，輸出可調的低壓降線性穩壓器，結合TPS7A3001調節接入電阻使得輸出為±9V，LM7805為輸入5V至18V固定輸出5V穩壓器。在芯片兩端添加小電容，減少噪聲干擾，達到濾波。為了減小模擬電源與數字電源間的相互干擾，采用電感將它們隔離開，并通過0Ω電阻將模擬地與數字地相連。

三、實驗測試

將扭簧表和測頭固定，工作臺一端同時擠壓扭簧表和測針，即可在相同條件下用扭簧表的實測位移和測頭讀值表示當前位移變化。測試原理如圖2所示。測試數據如下表1所示。最小二乘法擬合出直線方程：y=kx+b，經計算k=0.023854，b=1538.757即分辨率為0.02464μm。

四、結論

篇10

1.1 信號線間距離的影響

計算機高速數字電路設計技術的發展是電子設計領域一次新的突破，對計算機電子技術的發展有著極大的作用。但是，在現階段計算機高速數字電路設計技術中卻存在一定的問題。例如，信號線間距離對計算機高速數字電路設計的影響，一般情況下，信號線間的距離會隨著印刷版電路密集度的增大而變化，越來越狹小，而在這個過程中，也會導致信號之間的電磁耦合增大，這樣就不會對其進行忽略處理，會引發信號間的串擾現象，而且隨著時間的推移會越來越嚴重。

1.2 阻抗不匹配的問題

阻抗是信號傳輸線上的關鍵因素，而在現階段計算機高速數字電路設計的過程中，卻存在信號傳輸位置上的阻抗不相匹配的現象，這樣極易引發反射噪聲，而反射噪聲將會對信號造成一定的破壞，使得信號的完整性受到極高速數字電路設計是電子技術行業發展的重要結晶，通過多個電子元件組成，更是將電子技術發揮的淋漓盡致，而且，計算機高速數字電路技術的應用也極為廣泛。但是，在實際的應用中，計算機高速數字電路設計技術卻受到一些因素的影響，例如，信號線間距離的影響、阻抗不匹配的問題、電源平面間電阻和電感的影響等，都會對計算機高速數字電路技術的運行效率產生影響，要提升計算機高速數字技術的應用效率，必須解決這些影響因素，對此，本文主要對計算機高速數字電路設計技術進行研究。摘要大的影響。

1.3 電源平面間電阻和電感的影響

計算機高速數字化電路設計技術是根據實際的情況，利用先進的電子技術設計而成，在諸多領域都得到廣泛的應用。現階段計算機高速數字電路設計中，由于電源平面間存在電阻和電感，使得大量電路輸出同時動作時，就會使整個電路產生較大的瞬態電流，這將會對極端級高速數字電路地線以及電源線上的電壓造成極大的影響，甚至會產生波動的現象。

2計算機高速數字電路技術的研究分析

2.1 合理設計，確保計算機高速數字電路信號的完整性

通過以上的分析得知，現階段計算機高速數字電路設計技術中，由于受到阻抗不匹配的影響，對電路信號的完整性也造成一定的影響，因此，要對計算機高速數字電路技術進行合理的設計，確保計算機高速數字電路信號的完整性。主要分為兩方面研究，一方面是對不同電路之間電路信號網的傳輸信號干擾情況進行研究，也就是以上所提到的反射和干擾的問題，而另一方面，要對不同信號在傳輸的過程中，對電路信號網產生的干擾情況進行分析。計算機高速數字電路在運行的過程中，會受到阻抗不相匹配的因素而影響到電路信號的傳輸效率，而且，現階段計算機高速數字電路運行的過程中，阻抗很難控制，經常會出現阻抗過大或過小的現象，都會對電路信號傳播的波形產生一定的干擾，從而對計算機高速電路傳輸信號的完整性產生直接的影響。為了避免這類情況的發生，要對計算機高速數字電路設計技術展開研究，從正常理論來看，高速數字電路設計難以使電路與臨街阻抗的狀態相互符合，可以對計算機高速數字電路設計技術進行改進，保持系統處于過阻抗狀態，這樣就能保證計算機高速數字電路設計不會受到阻抗不等的狀態而影響到計算機高速數字電路信息傳輸的完整性。

2.2 對高速數字電路電源進行合理設計

電源是計算機高速數字電路技術的重要組成元件，通過以上的分析得知，計算機高速數字電路設計中，由于受到電源平面間電阻和電感的影響，使得電源運行過程中會出現過電壓的故障，也就是電源的波形質量受到影響，嚴重影響到計算機高速數字電路運行的可靠性。從理論上來看，如果高速數字電路設計中，電源系統中不存在阻抗的話是電路設計最理想的狀態，這樣整個信號的回路也不會存在阻抗耗損的問題，系統中的各個點的點位就會保持恒定的狀態。但是，在實際中卻不會存在這種理想狀態，計算機高速數字電路系統運行的過程中，就必須要考慮到電源的電阻和電感因素，而要減少電源面的電阻和電感對電源系統的影響，就必須對其采取降低的處理措施。從當今計算機高速數字電路系統電源材質的分析了解到，電路系統中大多數都是采用大面積銅質材料，如果結合電源系統要求來分析的話，這些材料遠遠達不到計算機高速數字電路電源的標準要求，這樣在系統正常運行的過程中勢必會受到一定的影響，對此，要將所有影響因素進行綜合性的考慮和研究，可以采用樓電容應用到電路中，這樣可以有效的避免或降低電源面電阻和電感對系統的影響，從而有效的提高計算機高速數字電路系統運行的可靠性。

3總結